三相精密程控標(biāo)準(zhǔn)源的設(shè)計與實現(xiàn)

王偉紅，金 立，葉麗雅，王培宏，李少白

（1.國網(wǎng)浙江省電力有限公司培訓(xùn)中心，杭州 310015；2.國網(wǎng)浙江杭州市余杭區(qū)供電有限公司，杭州 311100）

0 引言

三相精密程控標(biāo)準(zhǔn)源是為電能監(jiān)測儀表校準(zhǔn)而研制的一種以定點或步進方式輸出標(biāo)準(zhǔn)電壓、電流與功率的裝置，可產(chǎn)生幅度、相位、頻率可調(diào)的高精度多量程三相工頻（諧波）電壓、電流信號，作為各類電能表、電能質(zhì)量監(jiān)測儀器校對與檢定的基準(zhǔn)信號，廣泛應(yīng)用于計量、測量等領(lǐng)域［1-2］。

目前我國正在積極推進OIML（國際法制計量組織）頒布的OIML R46電能表國際建議。根據(jù)對OIML R46國際建議的解讀，傳統(tǒng)程控標(biāo)準(zhǔn)源在小電流輸出、諧波試驗等方面存在個別項目無法開展的困難［3］。在小電流輸出方面，OIML R46國際建議明確要求對0.2S 級的3×0.3（1.2）A 電能表在3 mA 時的電能準(zhǔn)確度進行檢定［4］。在諧波試驗方面，IR46 標(biāo)準(zhǔn)增加了方波影響試驗、尖頂波影響試驗和高次諧波影響試驗，所規(guī)定的測試波形能更加全面地模擬電能表現(xiàn)場運行工況［5］。因此，需要研制出一款較傳統(tǒng)程控標(biāo)準(zhǔn)源具有更高精度、更好穩(wěn)定性以及更快響應(yīng)速度的程控標(biāo)準(zhǔn)源。

標(biāo)準(zhǔn)源需要為檢測對象提供電源，因此標(biāo)準(zhǔn)源電壓輸出端針對非線性瞬變負載的帶載能力是衡量標(biāo)準(zhǔn)源的重要指標(biāo)之一。文獻［6］采用脈沖寬度調(diào)制技術(shù)以提高標(biāo)準(zhǔn)源的帶載能力。文獻［7］采用功率運算放大器實現(xiàn)程控功率源，基于瞬時分量法的快速反饋控制算法提升功率輸出的穩(wěn)定性。然而控制策略多采用比例控制或比例積分控制，比例控制無法實現(xiàn)零靜差控制，比例積分控制則缺乏對各次諧波的抑制［8］，尤其是缺乏對小電流輸出的針對性處理與反饋信號測量的頻譜泄露與柵欄效應(yīng)抑制處理。因而在非線性瞬變負載較大時，標(biāo)準(zhǔn)源的靜態(tài)輸出精度與動態(tài)響應(yīng)能力均存在不足。

本標(biāo)準(zhǔn)源一方面通過優(yōu)化DDS（直接數(shù)字波形合成器）架構(gòu)、高精度D/A（數(shù)模）轉(zhuǎn)換、小電流分段等方式提升參考波形精度，采用加窗FFT（快速傅里葉變換）插值運算提升反饋信號的測量精度；另一方面采用以動態(tài)環(huán)為內(nèi)環(huán)、穩(wěn)態(tài)環(huán)為外環(huán)的雙環(huán)控制策略，兼顧標(biāo)準(zhǔn)源的響應(yīng)速度、輸出穩(wěn)定性與精度。以滯環(huán)控制為核心的動態(tài)環(huán)可極大提升標(biāo)準(zhǔn)源的動態(tài)響應(yīng)能力，從而增強高次諧波的輸出能力以及非線性負載的帶載能力。以比例積分控制為基礎(chǔ)的穩(wěn)態(tài)環(huán)保證了標(biāo)準(zhǔn)源的輸出穩(wěn)定性?；赗ife-Vincent（I）窗的FFT 插值運算能有效抑制頻譜泄露和柵欄效應(yīng)，其反饋信號測量精度的增強也確保了標(biāo)準(zhǔn)源的穩(wěn)態(tài)輸出精度。

1 總體框架

三相精密程控標(biāo)準(zhǔn)源采用DDS 構(gòu)成數(shù)字信號源，通過高精度D/A 轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為模擬信號。模擬信號經(jīng)數(shù)字功放擴容后，通過濾波、升壓、升流等環(huán)節(jié)為用戶提供標(biāo)準(zhǔn)電壓、電流。其總體框架原理如圖1所示。

圖1 三相精密程控標(biāo)準(zhǔn)源原理框圖

1.1 DDS的結(jié)構(gòu)優(yōu)化

DDS 是一種從相位角度出發(fā)的全數(shù)字化波形合成技術(shù)和信號發(fā)生方法，具有分辨率高、頻率切換時間快、可編程控制等突出優(yōu)點，而且能夠在頻率改變時保持相位的連續(xù)。因此，DDS 在通信、測試、儀器儀表領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用［9］。

DDS 的基本原理如圖2 所示，它主要由基準(zhǔn)時鐘fb、頻率控制字、相位累加器、波形存儲器組成。圖2中：L為相位累加器的位數(shù)；M為波形存儲器地址的位數(shù)；D為波形值位數(shù)，即D/A 轉(zhuǎn)換器的位數(shù)。

圖2 DDS基本原理框圖

DDS 開始工作后，基準(zhǔn)時鐘fb的每個脈沖將引發(fā)相位累加器的輸出增加單步長的相位，該單步長的相位增量由頻率控制字決定。以相位累加器的輸出為波形存儲器的地址，DDS 從波形存儲器中獲取數(shù)字化的波形值。D/A 轉(zhuǎn)換器將該數(shù)字量轉(zhuǎn)成模擬階梯信號，并通過下一級的低通濾波器進一步濾除雜散信號，從而平滑階梯信號，得到所需的模擬波形。

為提高DDS 輸出信號的相位精度，一般來說DDS 相位累加器的位數(shù)L比波形存儲器的地址位數(shù)M大。因此只能使用相位累加器的高M位作為波形存儲器的尋址位數(shù)，這樣必然會產(chǎn)生相位截斷誤差。

針對上述問題，在傳統(tǒng)DDS 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上改進相位累加器，優(yōu)化波形存儲器的數(shù)據(jù)提取過程，并增加一個插值修正環(huán)節(jié)對波形存儲器輸出的信號值進行修正，以期提高DDS輸出波形的精度。

1）相位累加器的改進：當(dāng)相位累加器達到設(shè)定的溢出值后，以余值而不是0作為下一次累加的起始值。

2）波形存儲器數(shù)據(jù)提取的優(yōu)化：插值修正環(huán)節(jié)利用相位累加器的高M位作為尋址地址，獲得該地址位以及前后兩個相鄰地址位的波形值，并結(jié)合被截（L-M）位的相位進行三階拉格朗日插值，從而弱化截斷誤差造成的精度影響。

1.2 高精度D/A轉(zhuǎn)換電路

由于市場上24位D/A轉(zhuǎn)換芯片較少，且不易采購，故采用了一款兩通道16位電流型D/A轉(zhuǎn)換芯片LTC2752，結(jié)合精密運算放大器LT1469 實現(xiàn)24位分辨率的D/A轉(zhuǎn)換模擬信號輸出，原理框圖如圖3所示。其中：Rf和If分別為LTC2752芯片內(nèi)的參考電阻和電流；Ia和Ib為兩通道D/A轉(zhuǎn)換輸出電流；Ra和Rb為兩通道D/A 轉(zhuǎn)換的取樣電阻；Uout為輸出信號。

圖3 雙通道16位D/A轉(zhuǎn)換原理框圖

圖3 中兩個電阻阻值要求為Ra∶Rb=1 023∶1。MCU（微控制器）將DDS 輸出波形值的高14 位輸入到LTC2752 的端口A，低10 位輸入到端口B。如式（2）所示，其輸出Uout即是24位分辨率的模擬階梯信號。Uout再經(jīng)過運算放大器調(diào)理濾波后，即可輸出高分辨率、高精度的平滑模擬信號。

結(jié)合Ra=1 023Rb，推導(dǎo)可得：

1.3 小電流信號的分段處理

OIML R46國際建議對電能表在小電流狀況下的測量精度要求有明顯提高。起動試驗狀態(tài)下仍需進行誤差試驗。本標(biāo)準(zhǔn)源為滿足小電流輸出精度指標(biāo)，特增加10 mA電流檔位。

控制、測量反饋取樣電路如圖4 所示，其中：A+和A-來源于數(shù)字功放的輸出，B+和B-為電流輸出接口；K1 和K2 分別為控制、測量反饋通路的切換開關(guān)，K3 為升流變壓器的檔位切換開關(guān)，由于僅考慮2個電流輸出檔位，此處采用單刀雙擲的繼電器；R1和R2為控制反饋電阻；R3和R4為測量反饋電阻。

圖4 電流控制、測量反饋電路

當(dāng)輸出電流大于10 mA 時，K1 和K2 分別切換到R1=2 Ω 和R3=50 Ω 側(cè)，K3 切換到1 號檔位；當(dāng)輸出電流小于10 mA 時，K1 和K2 分別切換到R2=20 Ω和R4=500 Ω側(cè)，K3切換到2號檔位。

為提高全量程測量精度，補償電流互感器的非線性特性，一方面采用高精度微型零磁通電流互感器，其線性度可達0.02%；另一方面實現(xiàn)分4段（0～10 mA、10 mA～1 A、1～5 A、4～10 A）校準(zhǔn)，在一定程度上模擬補償電流互感器的非線性曲線，從而達到提高測量精度的目的。

1.4 數(shù)字功放

TDA8950TH 是恩智浦公司的一款高效率D類放大器，其功能是對前端高精度D/A 轉(zhuǎn)換器輸出的交流信號進行功率放大，以滿足標(biāo)準(zhǔn)源輸出功率的要求。

與線性放大器相比，D 類放大器的工作效率更高，這也意味著更小的功耗和體積、更高的輸出功率，且由于不存在交越失真，D 類放大器輸出波形的精度更高［10］。

TDA8950TH 的性能優(yōu)越，工作效率高達90%，最大輸出功率可達2×150 W，最大工作電壓為±40 V，其250～450 kHz 的開關(guān)頻率、零死區(qū)開關(guān)以及全差分輸入信號為標(biāo)準(zhǔn)源的高精度輸出提供保障。TDA8950TH 利用過溫保護和過流保護，以及供電電壓的過壓、欠壓、不平衡保護，全方位保證標(biāo)準(zhǔn)源的安全穩(wěn)定可靠運行。

1.5 控制策略

針對輸出信號高精度和高穩(wěn)定度的要求，本系統(tǒng)采用以滯環(huán)控制為核心的動態(tài)環(huán)為內(nèi)環(huán)、以加窗FFT 插值運算為基礎(chǔ)的比例積分穩(wěn)態(tài)環(huán)為外環(huán)的雙環(huán)控制策略，兼顧標(biāo)準(zhǔn)源的響應(yīng)速度、帶載能力以及輸出穩(wěn)定性與精度，達到較為理想的運行效果。

2 內(nèi)環(huán)控制策略

為盡可能提高標(biāo)準(zhǔn)源的響應(yīng)速度，提升針對非線性負載的帶載能力和高次諧波的輸出精度，標(biāo)準(zhǔn)源的內(nèi)環(huán)采用滯環(huán)控制策略。滯環(huán)控制是一種基于瞬時值反饋的控制方式，通過將反饋信號與給定信號之差輸入到滯環(huán)比較器，并設(shè)定合理的滯環(huán)寬度使實際輸入信號圍繞給定信號作鋸齒狀變換，從而達到跟蹤給定信號的目的。與其他閉環(huán)控制策略相比，滯環(huán)控制具有性能穩(wěn)定、魯棒性好、動態(tài)響應(yīng)速度快、跟蹤誤差小、電路結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點［11］。然而滯環(huán)控制也存在著開關(guān)頻率不確定的不足，這一方面會使得功率元件面臨過熱風(fēng)險，另一方面會使得諧波頻率分布廣泛，難以通過低通濾波器濾除，給系統(tǒng)的EMC（電磁兼容）設(shè)計帶來極大困難。因此，解決開關(guān)頻率的不確定性是滯環(huán)控制研究的主要內(nèi)容。

文獻［12-13］均通過變環(huán)寬的方式來實現(xiàn)開關(guān)頻率的基本恒定。在這類方法中，MCU利用給定信號或?qū)崪y信號，根據(jù)不同算法計算環(huán)寬，通過D/A 轉(zhuǎn)換器與運算放大器輸出調(diào)整環(huán)寬。此類方案的結(jié)構(gòu)復(fù)雜，對MCU的采樣速度、運算能力要求很高。結(jié)合三角載波與滯環(huán)控制策略而構(gòu)造出基于三角載波比較的滯環(huán)控制策略，輔以自適應(yīng)前饋即能實現(xiàn)開關(guān)頻率的基本穩(wěn)定。

內(nèi)環(huán)控制原理框圖如圖5所示，其中運算放大器U2、電阻Rn、電容C1 與MCU 的輸出信號A構(gòu)成了一個三角波發(fā)生器。當(dāng)A點為正電壓時，B點電壓平滑下行；當(dāng)A 點為負電壓時，B 點電壓平滑上行；當(dāng)MCU控制A點電壓按設(shè)定頻率定時翻轉(zhuǎn)時，在B 點將形成一個三角波?？刂艫 點電壓的翻轉(zhuǎn)頻率，也就控制了滯環(huán)控制的開關(guān)頻率。

圖5 內(nèi)環(huán)控制原理框圖

引入自適應(yīng)前饋環(huán)節(jié)后，標(biāo)準(zhǔn)源能根據(jù)給定信號的幅值調(diào)節(jié)開關(guān)頻率：在小電流時提升開關(guān)頻率，以保證小電流信號的輸出精度；在大電流時降低開關(guān)頻率，以減小功耗，增強輸出能力。

低通濾波環(huán)節(jié)由一組LC濾波電路構(gòu)成，其主要功能是濾除TDA8950TH輸出的高頻載波信號，其截止頻率可根據(jù)預(yù)設(shè)的最低開關(guān)頻率而定。

升壓/升流電路主要是由升壓/升流變壓器構(gòu)成，具體根據(jù)該通道是電壓通道或電流通道而定。

反饋調(diào)理是將輸出信號調(diào)理成與給定信號相當(dāng)?shù)碾妷盒盘?，根?jù)該通道的類型采用分壓或分流電路進行調(diào)理。

3 外環(huán)控制策略

比例積分控制是最經(jīng)典的控制策略之一，具有算法簡單、魯棒性好、可靠性高等優(yōu)點。當(dāng)控制量為直流量或變化緩慢時，比例積分控制策略即能兼顧響應(yīng)速度與跟蹤誤差，實現(xiàn)無靜差控制。然而，要保證標(biāo)準(zhǔn)源的輸出精度，首先要保證輸出信號的測量與運算精度。因此，如何提高被控量的測量與運算精度是需要重點研究的內(nèi)容之一。

基于傅里葉變換的諧波電參量測量是目前應(yīng)用最廣泛的一種方法。在計算畸變波形的諧波含量時，離散傅里葉變換是一種十分有效的分析方法，但是對信號的周期性和采樣的同步性要求很高。當(dāng)標(biāo)準(zhǔn)源輸出頻率的變化導(dǎo)致無法滿足信號的整周期同步采樣時，離散傅里葉變換所產(chǎn)生的頻譜泄露和柵欄效應(yīng)將導(dǎo)致諧波參數(shù)（頻率、幅值和初相位）計算的不準(zhǔn)確，從而影響諧波分析精度［14］。

加窗FFT 插值算法能有效抑制非同步采樣時頻譜泄露和柵欄效應(yīng)帶來的誤差，且計算量小，易于實現(xiàn)，具有很強的工程使用價值。加窗FFT插值算法的基本原理是：加窗FFT 變換，獲取被測信號中真實頻率附近的峰值譜線，通過插值運算求得近似頻點，再根據(jù)近似頻點和峰值譜線求得近似的幅值和相位。不同的窗函數(shù)與不同的插值算法配合，相對應(yīng)的會有一個固定的擬合多項式，通過預(yù)存儲該擬合多項式，可大幅減少實時計算所需的時間開銷［15］。

國內(nèi)外學(xué)者提出了Hanning 窗、Hamming 窗、Blackman 窗、Blackman-Harris 窗、Nuttall 窗以及Rife-Vincent窗等窗函數(shù)，以及單譜線插值、雙譜線插值、三譜線插值、六譜線插值等插值算法，這些加窗FFT 插值算法對于頻譜泄露的抑制有一定作用，在不同程度上減小了諧波參數(shù)的計算誤差，提高了準(zhǔn)確度［16-20］。文獻［21］給出了Hanning窗、Hamming 窗、Blackman 窗 的FFT 插值算法，修正公式簡單，計算量小，但實際應(yīng)用時精度不高。

著眼于標(biāo)準(zhǔn)源的工程實現(xiàn)，既要考慮算法的有效性和精度，又要考慮算法易于實現(xiàn)及快速實時性。在分析Rife-Vincent（I）窗旁瓣特性的基礎(chǔ)上，經(jīng)對比分析，擬采用5 項Rife-Vincent（I）窗FFT插值算法，結(jié)合雙譜線插值修正公式來計算、分析標(biāo)準(zhǔn)源輸出的基波及諧波分量，實現(xiàn)系統(tǒng)軟件的外環(huán)控制。

3.1 Rife-Vincent窗特性

Rife-Vincent窗屬于一種余弦組合窗，其離散時域表達形式w（n）為：

5項Rife-Vincent（I）窗的時域表達形式為：

Rife-Vincent（I）窗的歸一化對數(shù)頻譜如圖6所示，可以看出5項Rife-Vincent（I）的旁瓣漸進衰減速率為30 dB/oct（oct表示倍頻程），旁瓣峰值電平達到-74.61 dB，其主瓣窄、旁瓣低且衰減速率快，適用于對諧波信號的加窗處理。

圖6 Rife-Vincent（I）窗的歸一化對數(shù)頻譜

3.2 雙譜線插值修正算法

非同步采樣造成的柵欄效應(yīng)會使得實際信號的頻點落在兩個離散頻譜點之間，峰值譜所反映的頻點和相位都會存在不可忽略的誤差，此時需要對FFT的計算結(jié)果進行修正。

以包含多項整數(shù)次諧波分量的時域x(t)為例：

式中：M為最高諧波次數(shù)：h為諧波的次數(shù)；f0為基波頻率；Ah和φh分別為基波或第h次諧波的幅值和初相角。

經(jīng)過采樣率為fs的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)后得到的離散序列x(n)為：

忽略負頻點旁瓣的影響，對信號x(n)加Rife-Vincent（I）窗后的離散傅里葉變換結(jié)果XW（k）為：

式中：kh為第h條譜線相對于Rife-Vincent 窗的諧波次數(shù)；k為輸出指定諧波次數(shù)；W′為Rife-Vincent窗的連續(xù)頻譜函數(shù)。

不失一般性，設(shè)需要測量的是第x（x≤M）次諧波，忽略其余諧波對x次諧波的影響，式（8）可簡化為：

針對第x次諧波，在整周期同步采樣的情況下，第x次諧波對應(yīng)第kx根譜線，即可準(zhǔn)確反映出第x次諧波的幅值和初相角。然而在非同步采樣時，由于柵欄效應(yīng)，第x次諧波的峰值頻點很難正好落在抽樣頻點上，即在非同步采樣時，kx一般不是整數(shù)。設(shè)在峰值頻點附近抽樣得到的幅值最大和次大頻點譜線為kx1和kx2=kx1+1，可認為kx在kx1和kx2之間，即：

設(shè)這兩個頻點譜線所對應(yīng)的幅值分別為ψ1=|X′W(kx1)|和ψ2=|X′W(kx2)|。由于0≤kx-kx1≤1，引入輔助參數(shù)λ=kx-kx1-0.5，λ∈[-0.5，0.5 ]，設(shè)ξ=(ψ2-ψ1)/(ψ2+ψ1)，則由式（10）經(jīng)過變量代換可得：

可記式（11）為ξ=f(λ)，則λ=f-1(ξ)。

設(shè)ω=2πk/N，則由式（4）可得：

將k=-λ±0.5 代入式（12），由于| -λ±0.5|≤1，且N一般較大，因此有：

式（12）經(jīng)過變換后可得：

將式（13）代入式（11），在[ -0.5，0.5]范圍內(nèi)取一組λ，計算得出ξ，進行多項式擬合，即可得到函數(shù)λ=f-1(ξ)的逼近式。

根據(jù)kx1和kx2兩個頻點幅值計算ξ，根據(jù)λ=f-1(ξ)求得參數(shù)λ，則第x次諧波的修正頻點fx計算式為：

為修正峰值點的幅值，可對kx1和kx2進行加權(quán)平均：

式中：Ax為x次諧波的幅值；Ax1和Ax2分別為第kx1和kx2根譜線的幅值。

由此可得：

由式（9）和式（12）可得第x項諧波的相位修正公式為：

3.3 Rife-Vincent窗FFT插值運算過程

加窗FFT 插值算法的運算過程主要分為三部分，分別為輸入信號的加窗、對加窗信號進行FFT以及對FFT 所得離散頻譜作雙譜線插值，以求得更加精確的諧波幅值與初相角。各部分的執(zhí)行步驟如下：

1）信號加窗，對采樣后的離散信號加Rife-Vincent（I）窗處理。

2）FFT，對步驟1）生成的加窗序列進行FFT，獲得被Rife-Vincent窗截斷后的離散頻譜。

3）對離散頻譜進行雙譜線插值運算，獲得諧波信號的向量值（包括頻率、諧波幅值與初相角）。

4 試驗結(jié)果

4.1 精度試驗

本標(biāo)準(zhǔn)源設(shè)計的交流電壓范圍是0～264 V，交流電流范圍是0～10 A。測量時，將本標(biāo)準(zhǔn)源的交流電壓/電流輸出端子與測量標(biāo)準(zhǔn)表直接相連。交流電壓、電流精度試驗測量數(shù)據(jù)見表1、表2，可以看出本標(biāo)準(zhǔn)源的輸出相對誤差絕對值均不大于0.04%，且電流回路的分段處理使小電流的輸出精度得到明顯提升。

表1 交流電壓精度試驗測量數(shù)據(jù)

表2 交流電流精度試驗測量數(shù)據(jù)

4.2 負載調(diào)整率試驗

標(biāo)準(zhǔn)源的輸出量要求不受外界干擾，尤其是外加負載干擾的影響，輸出量隨負載變化而產(chǎn)生的變化（即負載調(diào)整率）可體現(xiàn)出標(biāo)準(zhǔn)源的輸出穩(wěn)定性。交流電壓、電流負載調(diào)整率測量數(shù)據(jù)見表3、表4，可以看出本標(biāo)準(zhǔn)源輸出量的負載調(diào)整率不大于0.01%。

表3 交流電壓負載調(diào)整率測量數(shù)據(jù)

表4 交流電流負載調(diào)整率測量數(shù)據(jù)

4.3 非線性負載帶載能力試驗

以典型六脈沖整流負載為例，驗證標(biāo)準(zhǔn)源電壓輸出端的非線性負載帶載能力。電壓輸出220 V，電流0.1 A，標(biāo)準(zhǔn)電壓輸出端波形如圖7 所示。在電流瞬時突變瞬間，以定頻滯環(huán)為核心的內(nèi)環(huán)控制能快速響應(yīng)，使得電壓波形保持平穩(wěn)，并無畸變。

圖7 標(biāo)準(zhǔn)電壓輸出端波形

4.4 負載突變影響試驗

標(biāo)準(zhǔn)電壓輸出端負載突變波形如圖8所示。在標(biāo)準(zhǔn)源電壓輸出端負載投入瞬間，產(chǎn)生的沖擊涌流遠高于平穩(wěn)狀態(tài)下的電流峰值，在此期間電壓波形保持平穩(wěn)，并未產(chǎn)生畸變。

圖8 標(biāo)準(zhǔn)電壓輸出端負載突變波形

5 結(jié)語

基于傳統(tǒng)程控標(biāo)準(zhǔn)源，在DDS、D/A 轉(zhuǎn)換、功率放大、小電流處理機制、控制策略等方面進行優(yōu)化，提出以定頻滯環(huán)為核心的動態(tài)內(nèi)環(huán)和以Rife-Vincent（I）窗FFT 插值為基礎(chǔ)的比例積分穩(wěn)態(tài)外環(huán)相結(jié)合的雙環(huán)控制策略，兼顧標(biāo)準(zhǔn)源的響應(yīng)速度、帶載能力、輸出穩(wěn)定性與精度，有效抑制了頻譜泄露和柵欄效應(yīng)，提高了反饋諧波分量測量的精度。

試驗結(jié)果表明，本文所提方案可有效增加標(biāo)準(zhǔn)源電壓通道的帶載能力，大幅提高標(biāo)準(zhǔn)源輸出信號尤其是小電流信號的穩(wěn)定性和精度。