APFC低壓系統(tǒng)的研究與實現(xiàn)

巫付專，李昊陽，彭 圣，陳蒙娜

(中原工學院 電子信息學院,河南 鄭州 451191)

近年來，隨著智能家居、電動汽車和建筑裝飾等產(chǎn)業(yè)的迅速發(fā)展，中小型整流設備被廣泛應用于日常生活中，導致電網(wǎng)中的諧波含量急劇增加，促使有源功率因數(shù)校正(Active Power Factor Correction，APFC)技術成為了當前產(chǎn)業(yè)關注的熱點[1-5]。非線性單周期控制在動態(tài)響應和抗干擾能力等方面比傳統(tǒng)平均電流控制和滯環(huán)電流控制更具優(yōu)勢，并且其直流輸出電壓能夠實現(xiàn)較大范圍調節(jié)，加之Boost電路具有輸入側電流連續(xù)、結構簡單等優(yōu)點，因此單周期控制APFC電路得到了廣泛的應用[6-10]。目前控制芯片的生產(chǎn)商主要有美國德州儀器(Texas Instruments,TI)、意法半導體、日本富士電機公司、美國APT公司及西門子等公司，其先后推出了多種用于有源功率因數(shù)校正技術的專用芯片，例如LM5117、MSC60028、UCC1857、APT5012JN-U2、ML4833等。其中，TI公司生產(chǎn)的UCC28180專用芯片采用平均電流模式控制，在無需輸入交流線路檢測的情況下，即可實現(xiàn)輸入電流的低失真。此外，該控制器的電流檢測閾值有所降低，可使用低值檢測電阻來降低功耗，這對于大功率系統(tǒng)尤為重要[10-12]。然而，一般專用芯片所提供的設計資料主要針對的輸入電壓為220 V。在建筑物內、低壓微電網(wǎng)系統(tǒng)和機床輔助供電系等對要求電壓較低的場所并無有效資料可參考。

本文利用TI公司生產(chǎn)的UCC28180芯片，設計了一種低電壓輸入、固定直流電壓輸出的APFC系統(tǒng)，其輸出功率為120 W，可以滿足低電壓或實驗室安全電壓等場合的應用需求。

1 系統(tǒng)原理及設計

1.1 單周期控制APFC原理

單周期控制技術是一種非線性控制技術，可以實時調節(jié)控制功率器件的占空比，并且具有動態(tài)響應速度快、魯棒性強和電路結構簡單等優(yōu)點[13-16]。單周期控制系統(tǒng)可以抑制輸入電壓的干擾，對直流電壓具有良好的調節(jié)特性。當開關頻率足夠高時，可以獲得高質量的直流輸出電壓。

基于前沿調制單周期控制的APFC電路原理如圖1所示。圖中，D1～D4組成整流橋，LBST為升壓電感，DBOOST為升壓二極管，COUT為輸出濾波電容，Ro為負載，RSENSE為電流采樣電阻，clock為時鐘信號，UIN為輸入交流電壓，ud為整流后的直流電壓，UOUT為輸出電壓，輸出電壓經(jīng)RFB1和RFB2分壓后，與參考電壓Uref比較，由C1、R3和運放組成電壓補償網(wǎng)絡調節(jié)后輸出調制電壓um。um信號通過可復位積分器后與RSENSE上的電流信號進行比較，與時鐘信號clock一同進入SR觸發(fā)器，由SR觸發(fā)器控制開關S和積分器的復位。

圖1 前沿調制單周期APFC原理圖Figure 1. Schematic diagram of single cycle APFC with forward modulation

對單周期控制APFC穩(wěn)態(tài)特性進行分析：首先假設電路運行在連續(xù)導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，開關頻率遠大于電源工頻，忽略電感電流紋波、開關器件能量損耗和線路分布參數(shù)對電路的影響，根據(jù)Boost電路的工作原理，當占空比為D時，可得輸出電壓UOUT與整流橋輸出電壓ud之間的關系為式(1)。

UOUT=(1-D)ud

(1)

假設APFC電路功率因數(shù)PF=1，這時整個APFC電路對電網(wǎng)呈阻性，等效電阻為Re，可得電感電流iL為

(2)

電流采樣電阻RSENSE上的電壓為uS

(3)

其中，um為調制信號，于是可得到前沿調制的單周期APFC基本控制方程。

控制過程為：輸出電壓和參考電壓作差得到誤差信號，誤差信號經(jīng)過PI調節(jié)后得到調制信號um，并由積分器進行積分。當積分值大于電流采樣電阻上電壓時，開關發(fā)生翻轉，同時積分器復位，等待下一個周期，保證每個周期的誤差信號不會累加至下一個周期。

1.2 系統(tǒng)組成結構

基于單周期控制原理設計的APFC系統(tǒng)如圖2所示，控制芯片采用TI公司的8引腳APFC控制器UCC28180。

圖2 基于UCC28180的APFC電路Figure 2. APFC circuit based on UCC28180

圖2中，熔斷器FUSE、壓敏電阻RV、X電容CX1、Y電容CY1、Y電容CY2、共模電感LCM、安規(guī)電容C和熱敏電阻RT組成前級EMC保護電路。BRIDGE為整流橋，DSTART為啟動二極管，CIN為輸入電容，QEFT為升壓開關管。RFB1、RFB2、CVSENSE、CVCOMP_P、RVCOMP和CVCOMP組成電壓環(huán)路采集補償網(wǎng)絡。RSENSE、RISENSE、CISENSE和CICOMP組成電流環(huán)路采集補償網(wǎng)絡。RGATE、RGATE2和DTURNOFF組成功率開關管的驅動電路。CVCC為UCC28180的供電濾波電容，RFREQ則為UCC28180頻率設定電阻。

UCC28180是一款單周期控制APFC專用芯片，具有欠壓鎖定、軟過流保護和引腳開路檢測等多種系統(tǒng)保護功能。此外，利用簡單阻容網(wǎng)絡即可實現(xiàn)電流和電壓控制環(huán)路的靈活補償[17]，并提供一個基于電壓反饋信號的增強型動態(tài)響應電路，可有效改善電路在負載瞬變時形成過壓和欠壓時的響應速度。其相比于其它單周期控制芯片，具有低工作損耗、控制精度高等優(yōu)勢。

2 主電路關鍵參數(shù)分析

系統(tǒng)設計要求：輸入電壓UIN=36 V，交流輸入頻率f=50 Hz，輸出電壓UOUT=60 V，滿載輸出功率POUT=120 W，滿載效率η>90%，功率因數(shù)PF>99%。根據(jù)系統(tǒng)要求，電路主要參數(shù)的計算如下文所述。

輸入熔斷器、橋式整流器和輸入電容器的選型都與輸入電流大小相關，根據(jù)滿載效率要求和功率因數(shù)可以計算交流側輸入電流IIN、最大交流側輸入電流有效值IIN_RMS(max)、最大輸入電流IIN(max)和最大平均輸入電流IIN_AVG(max)(假設輸入電流波形為正弦波)。

(4)

(5)

(6)

UCC28180通過改變RFREQ對開關頻率進行設定

(7)

其中，fTYP=65 kHz，RINT=1 MΩ，RTYP=32.7 kΩ為TI公司給定的3個參數(shù)。若取電阻RFREQ=56 kΩ，則開關頻率為fSW=38.8 kHz。

升壓電感的電感值為

(8)

其中，Dmax為升壓二極管最大占空比；IRIPPLE為電感紋波電流。電感紋波電流IRIPPLE是影響系統(tǒng)性能的重要因素，在輕負載和高輸入電壓的情況下，選取較大的電感紋波電流會使系統(tǒng)進入非連續(xù)導通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)，導致輸入電流諧波畸變率iTHD和功率因數(shù)PF增大。通常，取電感電流紋波為20%。

在CCM模式下采用電流控制的升壓變換器和升降壓變換器，當占空比D接近或超過50%時，會出現(xiàn)頻率為開關頻率一半的寬窄交替開關脈沖，稱為次諧波不穩(wěn)定現(xiàn)象，這對暫態(tài)響應影響巨大。因此，在設計參數(shù)時考慮最大占空比Dmax不應超過0.5，以防止次諧波不穩(wěn)定現(xiàn)象的發(fā)生。

輸出電容COUT的值需要根據(jù)轉換器電壓保持時間tHOLDUP來計算，要求在交流輸入掉電一個周期內輸出電壓可以保持在50 V以上，可得下式。

(9)

(10)

電容等效串聯(lián)時電阻過大，將會增大輸出電壓紋波，因此本文中采用多個電解電容并聯(lián)的方式。在此處采用一個2 200 μF/100 V的電解電容和4個470 μF/100 V電解電容并聯(lián)。

在整個系統(tǒng)的設計和開發(fā)中，最容易忽視熱管理問題。在本系統(tǒng)中，需給整流橋、升壓二極管和功率管加裝散熱器，以保證系統(tǒng)穩(wěn)定運行。

3 控制電路參數(shù)設計

控制電路包含電流采集、輸出電壓設定、頻率選取和環(huán)路補償4個部分。電流采集采用電阻RSENSE檢測，其值應確保在高于最大峰值電感電流10%的情況下觸發(fā)芯片軟過電流保護，可得

(11)

(12)

計算檢測電阻RSENSE的功耗PSENSE

PRISENSE=(IIN_RMS(max))2RISENSE

(13)

電阻RFB1和電阻RFB2用于對輸出電壓進行檢測和輸出電壓點的設定。為了降低功耗并減小對電壓設定點的影響，電壓反饋分壓電阻RFB1為1 MΩ。分壓電阻RFB2需要根據(jù)內部5 V基準電壓VREF和輸出電壓UOUT計算，如下所示。

(14)

環(huán)路補償由電壓和電流環(huán)路補償組成。分析環(huán)路補償之前，需要根據(jù)主電路參數(shù)計算出非線性電流環(huán)路增益因子M1、電壓環(huán)路PWM斜坡斜率M2和非線性增益M3，然后通過設置外部控制參數(shù)配合內置跨導運算放大器進行補償。

在電流采集回路中加入平均電流補償電容CICOMP補償采集到的紋波電流。平均電流補償電容CICOMP選取過小會造成電流平均不足，使得電流平均環(huán)路不穩(wěn)定；而CICOMP過大則會增加相位滯后并增加電流諧波。一般情況下，平均電流補償電容CICOMP在環(huán)路中產(chǎn)生的高頻極點fLAVG應小于開關頻率fSW的1/10，電容CICOMP由內部電流放大器跨導增益gmi計算得到，其中K1=7。

(15)

電流環(huán)路傳遞函數(shù)GCL(f)如下，其中KFQ=1/fSW。

(16)

圖3為電流平均環(huán)路伯德圖，可以看出電流平均環(huán)路交越頻率為1.5 kHz，且相角裕度為40°時，電流平均環(huán)路處于穩(wěn)定狀態(tài)。

圖3 電流平均環(huán)路伯德圖Figure 3.The Bode diagram of current average loop

根據(jù)分壓電阻可以求出電壓反饋增益GFB、GPWM_PS為脈寬調制器到功率級的傳遞函數(shù)，fPWM_PS為其極點，電壓環(huán)路傳遞函數(shù)GVL(f)如下所示。

GVL(f)=GFBGPWM_PS(f)

(17)

通過配置外部參數(shù)使內部跨導運算放大器產(chǎn)生零點fZERO對極點fPWM_PS進行補償。在20 Hz處加入極點fPOLE，設計電壓環(huán)路交越頻率fV為10 Hz，開環(huán)電壓伯德圖如圖4所示。

圖4 開環(huán)電壓環(huán)路伯德圖Figure 4.The Bode diagram of open loop voltage loop

由圖4可以看出，在10 Hz處增益約為1 dB，可得串聯(lián)補償電容CVCOMP為

(18)

根據(jù)串聯(lián)補償電容CVCOMP可以計算出串聯(lián)補償電阻RVCOMP

(19)

根據(jù)串聯(lián)補償電容CVCOMP和串聯(lián)補償電阻RVCOMP求出并聯(lián)補償電容CVCOMP_P

(20)

由電壓補償?shù)膫鬟f函數(shù)GEA(f)可以得到電壓閉環(huán)傳遞函數(shù)GVL_total(f)及電壓閉環(huán)伯德圖。

GVL_total(f)=GFB(f)GPWM_PS(f)GEA(f)

(21)

圖5 電壓閉環(huán)伯德圖Figure 5.The Bode diagram of voltage closed loop

4 樣機及性能測試

4.1 測試電路及測試設備

采用圖6所示測試電路對系統(tǒng)進行測試，交流電源采用艾德克斯IT7622程控電源，電子負載采用艾德克斯IT8615，示波器采用泰克TPS2014B。本文采用電流檢測模塊對交流電壓進行采集，并利用示波器進行波形顯示與iTHD的測量。需要注意的是，在進行長時間測試時必須打開散熱風扇。

圖6 系統(tǒng)測試電路Figure 6. Test circuit of system

4.2 系統(tǒng)性能測試

系統(tǒng)測試過程中選取33 V、36 V和40 V 3組輸入電壓。通過調節(jié)電子負載使APFC功率從輕載到滿載，對系統(tǒng)進行測試。圖7為APFC系統(tǒng)實物圖。圖8為不同負載下APFC系統(tǒng)轉換效率η變化圖。圖9是APFC系統(tǒng)隨著負載增加功率因數(shù)的變化圖。圖10是輸入交流電流隨負載增加的諧波畸變率iTHD變化圖。

圖7 APFC系統(tǒng)實物圖Figure 7. Picture of APFC system

圖8 APFC系統(tǒng)效率ηFigure 8. APFC system efficiency η

圖9 APFC系統(tǒng)功率因數(shù)Figure 9. Power factor of APFC system

圖10 APFC系統(tǒng)的iTHD值Figure 10.The iTHD value of APFC system

圖11和圖12分別展示了APFC系統(tǒng)在60 W和120 W輸出功率下的測試波形，包含輸出電壓UOUT、輸入電流IIN、輸入電壓UIN和電流環(huán)路補償引腳波形。

圖11 60 W負載下測試波形Figure 11. Test waveform under the load of 60 W

圖12 120 W負載下測試波形Figure 12. Test waveform under the load of 120 W

在輕載情況下，APFC系統(tǒng)的轉換效率較低。當負載電流超過額定電流10%后，APFC系統(tǒng)轉換效率均超過90%，半載后逐步開始降低。在滿載時，輸入電壓越大，轉換效率越高。由于在低壓大電流的情況下整流橋損耗增大，使得整體效率降低，因此提高輸入電壓，可以增加整體效率。

當負載電流達到10%時，在不同輸入電壓下系統(tǒng)功率因數(shù)均超過0.95。達到額定40%時，系統(tǒng)功率因數(shù)達到最大，系統(tǒng)實現(xiàn)功率因數(shù)校正。在輸入電壓為33 V時，負載為30%時功率因數(shù)可以達到0.998，但輸入電壓為36 V時，同一負載條件下功率因數(shù)達到0.99，因此，輕載情況下，適當降低輸入電壓可以有效提高功率因數(shù)。

從圖10中可以看出，輸入交流電流諧波畸變率隨著負載的增加逐步降低，滿載時達到最低。在滿載情況下，輸入電壓為33 V、36 V和40 V時，總諧波畸變率分別為4.37%、4.85%和5.40%，因此，滿載情況下，適當降低電壓可以有效改善輸入電流總諧波畸變率。

測試結果表明，該系統(tǒng)可以實現(xiàn)有源功率因數(shù)校正。針對不同使用情況可對參數(shù)進行調整，在高效率需求的情況下可以適當提高輸入電壓，降低輸入電流，但會造成輸入電流的總諧波畸變率增加。當系統(tǒng)時常工作在半載以下的情況時，可以適當降低輸入電壓，使其功率因數(shù)提高。當對輸入電流總諧波畸變率要求時，可以適當降低電壓，改善輸入電流總諧波畸變率。

5 結束語

本文基于UCC28180芯片設計了低壓APFC系統(tǒng)，詳細地分析了單周期控制原理，推導了控制方程，并對主電路器件的參數(shù)進行了計算，利用平均電流環(huán)路與電壓環(huán)路的傳遞函數(shù)對其環(huán)路補償環(huán)節(jié)進行了設計。測試結果表明，在輸入電壓33～40 V情況下，基于單周期控制的APFC負載大于額定負載15%，其功率因數(shù)大于0.98，達到了功率因數(shù)校正的目的，并且整體效率大于90%，最高可達94%。當負載大于40%時，輸入電流總諧波畸變率小于10%，最低可達4.83%。本文測試結果證明了低壓APFC系統(tǒng)的可行性。