一種適用于射頻能量收集系統(tǒng)的自適應MPPT 技術

王曉丹,韋保林,許新愉,徐衛(wèi)林

(桂林電子科技大學 廣西精密導航技術與應用重點實驗室,廣西 桂林 541004)

隨著無線通信技術以及物聯(lián)網(wǎng)的高速發(fā)展,無線傳感器網(wǎng)絡節(jié)點及可穿戴醫(yī)療設備等得以廣泛應用。這些低功耗設備都有不便頻繁更換電池的特點。收集環(huán)境中的能量為其供電,是解決供電問題的良好方案。在環(huán)境能量收集系統(tǒng)的研究中,射頻能量在城市中無處不在,且方便傳送到其他能量源(如太陽能、熱電能、振動能)無法傳送到的地方,因而具有良好的發(fā)展前景,但同時也存在環(huán)境能量密度非常低等挑戰(zhàn)[1-15]。為此,射頻能量收集系統(tǒng)的研究主要集中在2個方面,一是提高靈敏度[16-17],即降低射頻能量收集系統(tǒng)可利用的輸入功率最小值;二是提高能量轉化效率。為提高系統(tǒng)的能量轉換效率,除改善組成部分的結構外,還需要各組成部分之間進行最大功率傳輸。在DC-DC轉換器與其輸入源之間,常用的實現(xiàn)方法是最大功率追蹤技術。其中,開路電壓法[18]因其結構簡單、功耗小、易實現(xiàn)的優(yōu)點被廣泛應用,但它只適用于線性源(比如熱電能以及振動能)。對于非線性源(比如太陽能和射頻能)就需要帶有反饋的最大功率追蹤方法。干擾觀測法因其簡單、低功耗最為常用[19-21]。鑒于此,采用自適應最大功率追蹤法(adaptive maximum power point tracking,簡稱AMPPT),將開路電壓法與干擾觀測法結合起來,進行最大功率追蹤[22-23]。自適應最大功率追蹤法可以解決開路電壓法追蹤不精確及干擾觀測法初始值設置不當引起的追蹤時間過長的問題。除此之外,在找到最大功率追蹤電壓后,關閉追蹤電路,不僅可以節(jié)省功耗,還可避免追蹤電壓在最大功率點附近左右搖擺,相對而言,提高了系統(tǒng)的轉換效率。

1 整流器特性

常見的射頻能量收集系統(tǒng)如圖1所示,由天線、匹配網(wǎng)絡、整流器以及DC-DC轉換器4部分構成。天線接收環(huán)境中的射頻能量,匹配網(wǎng)絡進行天線和整流器的阻抗匹配,可實現(xiàn)最大功率傳輸及無源升壓,提高靈敏度。整流器將射頻信號轉換為直流電壓。DC-DC轉換器不僅為負載提供穩(wěn)定的輸出電壓,還可利用最大功率追蹤(MPPT)技術將整流器的輸出電壓穩(wěn)定在最大功率追蹤電壓處,實現(xiàn)整流器與DCDC轉換器之間的高效傳輸。

圖1 射頻能量收集系統(tǒng)

整流器采用CMOS交叉耦合結構,電路原理如圖2所示。該電路具有非線性特點。

圖2 連接天線匹配網(wǎng)絡的CMOS交叉耦合整流器

根據(jù)最大功率傳輸定理,當負載與線性源內阻相等時,負載可獲得最大功率,且此時輸出電壓等于開路電壓的二分之一。但對于射頻整流器等非線性電路,取得最大輸出功率時的輸出電壓(即追蹤電壓VMPPT)與開路電壓VOC的比值并非是二分之一[17,24]。該結論可從圖3所示的射頻整流器的輸出功率PRF與輸出電壓VREC的關系曲線看出。

圖3 PRF 隨VREC 變化曲線

除此之外,射頻整流器的追蹤電壓VMPPT與開路電壓VOC的比值(即追蹤比例)也隨著天線輸入功率PAV的變化而變化,如圖4所示。

圖4表明,在天線輸入功率PAV變化范圍內,射頻整流器的追蹤比例在59%～69%變化。該追蹤比例可為AMPPT追蹤方法提供理論基礎。

圖4 追蹤比例隨PAV 變化曲線

2 DC-DC轉換器

2.1 DC-DC控制方案

DC-DC轉換器采用單輸入雙輸出的boost架構,原理框圖如圖5所示。輸出通道1的輸出電壓VDD穩(wěn)定在1.8 V,為內部控制電路供電;輸出通道2的輸出電壓VOUT穩(wěn)定在1.4 V,為負載供電。使用基于遲滯比較器的PFM+PWM 的調制方式[25],使輸出電壓保持穩(wěn)定。電路優(yōu)先為C1充電,保證系統(tǒng)能正常工作,當VDD升到1.8 V 后,切換到通道2為C2充電。為減小功耗,DC-DC工作在斷續(xù)工作模式(DCM)。

圖5 DC-DC原理圖

電感的每個充放電周期可分為3個階段,第一階段(ST1)同時打開MN2和MN1,為電感進行充電。利用高速比較器比較VS與追蹤電壓VM,通過開啟(或關斷)MN1控制DC-DC轉換器的輸入源對CREC的放電(或充電),將VS穩(wěn)定在VM處。第二階段(ST2)同時打開MN0和MP1(或MP2),電感向C1(或C2)放電。利用零電流檢測模塊ZCD,通過檢測VCOM是否降到VDD(或VOUT)來判斷電感電流是否放電到零,若電感放電到零,便關閉MP1(或MP2),避免輸出端反向漏電。由于ZCD 的精度有限,電感中電流會有殘余,因此在第三階段(ST3)同時打開MN0和MN1,將電感兩端接地進行放電,使電感中殘余電流泄放到零,以防止電感與其兩側的寄生電容諧振,造成轉換效率下降。

對于系統(tǒng)而言,DC-DC轉換器在時間上也按順序執(zhí)行3個階段:采樣階段、最大功率追蹤電壓搜索階段(簡稱搜索階段)和工作階段。帶重載時,DC-DC轉換器的時序圖如圖6所示。其中,EN_CONV 是采樣信號,低電平表示處于采樣階段,此階段DC-DC轉換器停止工作,WORK 信號變?yōu)榈碗娖?MN3關閉,整流器開路,采樣電路取得整流器的開路電壓VOC,EN_CONV 變?yōu)楦唠娖胶蟛蓸与A段結束。OE信號是搜索階段使能信號,OE變?yōu)榈碗娖奖硎舅阉麟A段結束進入工作階段。IL是電感電流,在DC-DC轉換器工作時按順序進行ST1、ST2、ST3。IRL是負載電流,在工作階段間斷的通斷負載保持輸出電壓VOUT穩(wěn)定。

圖6 DC-DC轉換器帶重載時3個階段時序圖

2.2 采樣階段

采樣電路原理圖如圖7所示。外部提供的時鐘信號CLK經(jīng)圖8所示的傳統(tǒng)的不交疊時鐘電路,分成2個互不交疊的時鐘信號VA和VB。其中,VA即是采樣信號EN_CONV,VA'和VB'分別是VA和VB的反相信號。由于整流器開路電壓VOC較高,若想精確傳輸該階段電壓,則需要采用CMOS傳輸門結構作為開關。

圖7 采樣電路原理圖

圖8 不交疊時鐘產生電路圖

采樣期間,VB為高電平,VA、WORK 為低電平,MN4-MP4對、MN6、MN7導通其余MOS管關閉,電容C1充電到開路電壓VOC,而電容C2電壓下降到零。采樣結束后,VA、WORK 為高電平,VB為低電平,MN5-MP5對、MN3、MN8導通其余管子關斷,VREC與VS相等;電容C1上極板電荷與C2均分,C1和C2下極板電壓變?yōu)閂I,于是上級板電壓變?yōu)閂M0+VI,直接實現(xiàn)了VM0與VI相加的功能,使DCDC轉換器的追蹤電壓VM等于VM0+VI,其中,VM0是射頻整流器開路電壓(VOC)的二分之一,VI是電壓增量。

2.3 工作階段

在此階段,DC-DC轉換器開始為負載進行供電,利用雙遲滯比較器判斷輸出電壓范圍來確定負載電阻RL是輕載、中等負載還是重載,間斷的通斷源或負載來保證輸出電壓的穩(wěn)定。若RL是輕載,則斷開射頻源,WORK 信號變?yōu)榈碗娖?若RL是重載,則斷開負載,SW_LOAD信號變?yōu)楦唠娖健?/p>

3 AMPPT原理

DC-DC轉換器在DCM 模式下的等效輸入阻抗為[12]

其中:tON為電感充電時間;TS為開關周期。由此可得DC-DC轉換器的輸入功率:

常見的基于干擾觀測法的追蹤技術使用PFM調制方式,固定tON,通過改變開關頻率來調整RIN,獲取PIN的最大值,同時也是整流器輸出功率的最大值[19-21]。但本研究使用基于比較器的PFM+PWM 的混合調制方式,通過逐步增加VM,使之接近最大功率追蹤電壓,從而得到整流器的最大輸出功率。即首先利用開路電壓法獲得射頻整流器開路電壓的二分之一VM0,然后通過干擾觀測法逐步增加電壓微擾量VI,直到找到最大功率追蹤電壓VM,如式(3)所示。

當VM增加時,DC-DC轉換器內部損耗也會相應增加。若VM變化時,PIN的變化量大于內部損耗的變化量,則DC-DC轉換器輸出功率的變化情況可以反應出PIN的變化情況。選取VM變化步長為40 m V[22]。

通過檢測C1的充電時間是否達到最小值來判斷DC-DC轉換器的輸出功率是否達到最大值。這是因為當C1的輸出電壓固定時,輸出電流越大,輸出功率也就越大,同時電容的充電時間也越短,故當電容充電時間最短時,輸出功率有最大值。

追蹤電壓增量模塊(TVI)原理框圖如圖9所示。該模塊主要由脈沖計數(shù)器、存儲器DFF1和DFF2、數(shù)字比較器、加/減計數(shù)器、數(shù)據(jù)選擇器MUX五部分組成。圖10為TVI模塊的電壓微擾量調整流程。信號C1_V是監(jiān)測C1電壓VDD的遲滯比較器的輸出信號,當VDD從VL升到VH后,C1_V 變?yōu)楦唠娖?而當VDD從VH降到VL后,C1_V 變?yōu)榈碗娖?。CLK_PC信號是外部提供的方波信號,作為脈沖計數(shù)器的時鐘。

圖9 TVI原理框圖

圖10 電壓微擾量調整流程

采樣結束時,TVI模塊初始化。脈沖計數(shù)器、加/減計數(shù)器清零,存儲器DFF2清零,DFF1置數(shù)到最大值,此時數(shù)字比較器的輸出信號OE為高電平,表明加/減計數(shù)器接下來要進行加法計數(shù),且數(shù)值選擇器的輸出VI為0 m V。

C1充電時,開啟脈沖計數(shù)器,記錄充電時間。C1_V變?yōu)楦唠娖綍r,充電結束,將計數(shù)結果T2存儲到DFF2中,然后比較T2與存儲在DFF1中的T1(當前的最小充電時間)。

若T2＜T1,應繼續(xù)增加微擾,并將T2存儲進DFF1中,作為新的T1。為保證搜索階段盡快完成,當充電結束后,打開MP3,將C1上的電壓放電到VL,然后開始下一個搜索周期:即C1充電計數(shù)、比較TI、T2、VI增加固定步長、更新T1。

直到T2＞T1,表明上一周期C1的充電時間便是最短充電時間,于是需要VM減小一個步長,并保持此值,直到下一采樣周期到來。該情況下OE變?yōu)榈碗娖?加減計數(shù)器進行減法計數(shù)。在與門作用下,脈沖計數(shù)器、DFF1、DFF2的時鐘信號均不再變化,DFF1保持上次計數(shù)結果不變,并利用OE的下降沿信號使加減計數(shù)器結果減1,從而使VI減小40 mV,返回上次的追蹤電壓。在或門的作用下,加/減計數(shù)器的輸出也將維持不變,直到下次采樣周期到來,TVI模塊初始化后再次啟動。

4 仿真結果

仿真實驗采用TSMC 180 nm CMOS工藝設計整流器及DC-DC 轉換器。在天線中心頻率為900 MHz、輸入功率范圍為-13～-3 dBm 的條件下進行仿真驗證。

PAV=-8 dBm 時,整流器的最大功率輸出電壓為788 m V,追蹤電壓變化時序如圖11所示。該時序圖顯示VM增加時,VS也隨之增加,并穩(wěn)定在VM附近,且當追蹤模塊檢測到VM=820 m V 的充電時間大于VM=780 m V 的充電時間后,追蹤結束,OE變?yōu)榈碗娖?VM自動減小一個步長,回到780 m V。

圖11 追蹤電壓變化時序

MPPT的追蹤效率(ηMPPT)是DC-DC轉換器實際輸入功率PIN與整流器最大輸出功率之比,它隨天線輸入功率PAV變化曲線如圖12所示。結果顯示,在輸入范圍內,追蹤效率ηMPPT 為83.3%～99%(@PAV=-8 dBm),表明有良好的追蹤能力。

圖12 追蹤效率隨PAV 變化曲線

DC-DC轉換器的轉換效率(ηOUT)是DC-DC 轉化器輸出功率POUT與整流器最大輸出功率之比,它隨PAV的變化曲線如圖13所示。仿真結果顯示,POUT的變化范圍為78.34%～86.46%(@PAV=-8 dBm)。表明在輸入功率范圍內,DC-DC轉換器的轉換效率較高,且性能較為穩(wěn)定。

圖13 DC-DC轉換效率隨PAV 變化曲線

射頻能量收集系統(tǒng)轉換效率(ηALL)是DC-DC轉換器輸出功率POUT與天線輸入功率PAV之比,它隨輸入功率變化曲線如圖14所示。結果顯示,在輸入功率范圍內,系統(tǒng)轉換效率變化范圍為46.88%～58.57%(@PAV=-8 dBm)。

圖14 系統(tǒng)轉換效率隨PAV 變化曲線

射頻能量收集系統(tǒng)整體版圖如圖15所示,面積為0.27 mm×0.28 mm。從表1可看出,本系統(tǒng)的整體效率有較明顯的優(yōu)勢。

表1 系統(tǒng)參數(shù)

圖15 射頻能量收集系統(tǒng)版圖

5 結束語

采用180 nm CMOS工藝設計了一種自適應最大功率追蹤方法。該技術基于追蹤比例在59%～69%的特點,采用在開路電壓二分之一的基礎上逐步增加電壓微擾量的方法來獲取最大功率追蹤電壓。仿真結果表明,系統(tǒng)轉換效率變化范圍為46.88%～58.57%,相比之前的研究有較明顯的優(yōu)勢。不足之處是該追蹤技術在輸入范圍內的追蹤效率為83.3%～99%,追蹤能力有待進一步提高。因為在輸入功率PAV變化時,DC-DC轉換器的功耗也在發(fā)生變化,故若想提高追蹤能力,需要直接觀測DC-DC轉換器的輸入功率。