PWM與移相結(jié)合控制DAB變換器回流功率優(yōu)化

汪強林,張 春*,童澤軍,高鵬程,吳 爽

(1.高端裝備先進感知與智能控制教育部重點實驗室，安徽蕪湖 241000；2.安徽工程大學(xué)電氣工程學(xué)院，安徽蕪湖 241000)

0 引言

隨著社會進步，開發(fā)新能源逐漸成為各國的首要戰(zhàn)略目標[1].雙主動全橋(dual active bridge，DAB)DC/DC變換器(以下簡稱DAB變換器)具有結(jié)構(gòu)對稱、能量雙向流動、電氣隔離、功率密度高以及易于實現(xiàn)軟開關(guān)等特點[2-3]，已在直流配電網(wǎng)、電動汽車、光儲微電網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)等領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用[4-7].若DAB變換器采用傳統(tǒng)單移相控制策略，則在一個開關(guān)周期內(nèi)存在輸入功率為負值現(xiàn)象，即存在回流功率的現(xiàn)象.而回流功率的存在會使得DAB變換器開關(guān)損耗增加，最終導(dǎo)致DAB變換器傳輸效率下降.因此，從減小回流功率的角度出發(fā)對DAB變換器的控制策略進行研究具有重要的價值和意義.

近年來，一些學(xué)者圍繞DAB變換器的回流功率問題進行了研究，文獻[8]為了解決傳統(tǒng)單移相控制下DAB變換器回流功率大、電流應(yīng)力大等問題，提出了一種優(yōu)化的雙移相控制方法.該方法根據(jù)發(fā)射功率和變壓比的變化范圍，推導(dǎo)出不同的返回功率工作范圍，從而達到全模式下返回功率最優(yōu)運行的目的，找出局部返回功率的最優(yōu)解和相應(yīng)的移相角組合.文獻[9]針對傳統(tǒng)移相控制下的三電平雙有源橋DC/DC變換器會產(chǎn)生較大的回流功率和電流應(yīng)力，尤其是當電壓變比在較大范圍內(nèi)變化時，會導(dǎo)致較高的功率損耗和較低的系統(tǒng)效率，提出了一種優(yōu)化的移相控制策略來控制三電平雙有源橋DC/DC變換器在最小回流功率點運行.采用所提出的優(yōu)化的移相控制策略，三電平雙有源橋DC/DC變換器的回流功率被最小化，并且在較寬的電壓轉(zhuǎn)換比范圍內(nèi)降低了電流應(yīng)力，提高了效率.文獻[10]以雙重移相控制的DAB變換器作為優(yōu)化的研究目標，分別以電流應(yīng)力最小化和回流功率最小化作為優(yōu)化目標進行優(yōu)化對比，得出電流應(yīng)力最小化相比回流功率最小化能獲得更高的效率.文獻[11]針對DAB變換器在采用傳統(tǒng)的單重移相控制時存在較大的回流功率的問題，提出了一種全工況條件下自然分段優(yōu)化的雙重移相控制策略，可以有效地降低變換器在輕度負載條件下和中度負載條件下的回流功率，降低變換器的系統(tǒng)損耗，從而提高變換器的傳輸效率.文獻[12]針對雙主動全橋DC/DC變換器輸入/輸出側(cè)存在的功率回流導(dǎo)致線路不必要的損耗問題，提出了一種基于三重移相控制的功率回流優(yōu)化方法，通過構(gòu)建雙側(cè)功率回流數(shù)學(xué)模型，求解回流最小值的方式，提出最優(yōu)移相控制方法，從而有效地減小DAB變換器功率回流，提高功率傳輸性能.文獻[13]為減小DAB變換器中的回流功率，對傳輸功率的大小進行分段優(yōu)化，得出各范圍內(nèi)的最優(yōu)移相角，從而提出一種減小回流功率的改進雙移相的控制策略.

但目前針對回流功率的控制方法還存在分段次數(shù)過多、存在移相角誤差等情況，尚不能使回流功率在一定的傳輸功率范圍內(nèi)為零.本文以DAB變換器為研究對象，提出一種占空比可變的PWM與移相結(jié)合控制策略，該控制策略的優(yōu)點在于通過改變DAB變換器一次側(cè)功率開關(guān)管的占空比和一、二次側(cè)輸出電壓之間的移相角就能控制系統(tǒng)的輸出功率，簡化了控制方法，從而降低一個周期內(nèi)產(chǎn)生回流功率時間，電感電流波形相對緩沖，系統(tǒng)的工作效率得到提高.

1 DAB變換器結(jié)構(gòu)

DAB變換器的拓撲結(jié)構(gòu)為對稱結(jié)構(gòu)，主要由原副邊兩個H橋電路和高頻變壓器鏈接組成，如圖1所示.圖中n為隔離變壓器變比；V1、V2分別為原邊電壓及副邊電壓；Uab、Ucd分別為DAB變換器原副邊兩端H橋的輸出電壓；C1、C2為原邊一次側(cè)緩沖電容和副邊二次側(cè)緩沖電容，在電源或負載突然變化時，起到穩(wěn)壓和續(xù)流的作用；L、iL分別為輔助電感和流過電感的電流.

圖1 雙主動全橋DC/DC變換器

原邊側(cè)全橋由四個IGBT開關(guān)管S1～S4組成，副邊側(cè)由四個IGBT開關(guān)管Q1～Q4組成.定義開關(guān)管狀態(tài)的變量為0、1，當IGBT開關(guān)管導(dǎo)通時，IGBT開關(guān)管的狀態(tài)變量為1；當IGBT開關(guān)管關(guān)斷時，IGBT開關(guān)管的狀態(tài)變量為0.IGBT開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)發(fā)生改變時，電感兩側(cè)的電壓值也相應(yīng)地發(fā)生改變.

2 PWM與移相結(jié)合控制工作原理

2.1 PWM與移相結(jié)合控制策略

本文采用PWM與移相結(jié)合控制策略，在傳統(tǒng)單移相控制的基礎(chǔ)上，PWM控制DAB變換器一次側(cè)開關(guān)管的驅(qū)動信號，對DAB變換器的超前H橋(滯后H橋)在橋臂之間增加移相角α，此時，H橋中的對角開關(guān)不再同時開或關(guān)，同一橋臂的開關(guān)管仍是互補導(dǎo)通，但不同橋臂的開關(guān)之間有一個移相角α?xí)r間的延遲，另一個H橋是全占空比開關(guān).傳統(tǒng)單移相控制的移相角為β，此時PWM與移相結(jié)合控制方式有兩個可調(diào)控制變量α、β，α、β分別對應(yīng)占空比D1、D2，D1和D2在[-1，1]范圍內(nèi)變化.增加的調(diào)節(jié)變量α可以調(diào)節(jié)相應(yīng)橋臂輸出電壓的Uab、UCd的占空比，從而實現(xiàn)相應(yīng)功率輸出大小的控制.輸出功率的大小和流向，由變量α以及變量β來同時控制，此時，DAB變換器的動態(tài)調(diào)節(jié)能力得到提高.PWM與移相結(jié)合控制具體可分為功率正向傳輸(超前橋PWM)和反向傳輸(滯后橋PWM)，其中正向傳輸輸出電壓Uab可以為U1(高電壓)、-U1(低電壓)和零電壓，Ucd可以為U2(高電壓)、-U2(低電壓)；反向傳輸輸出電壓Uab可以為U1(高電壓)、-U1(低電壓)，Ucd可以為U2(高電壓)、-U2(低電壓)和零電壓.由于DAB變換器的拓撲結(jié)構(gòu)自身具有高度對稱性，正向傳輸與反向傳輸?shù)墓ぷ魈匦跃哂幸恢滦?，假設(shè)在PWM與移相結(jié)合控制策略下的DAB變換器已工作在理想穩(wěn)定狀態(tài)下，本文以正向傳輸為例進行分析，其工作原理如圖2所示.

圖2 PWM與移相結(jié)合控制的工作原理(正向傳輸)

2.2 變換器的工作模式

根據(jù)圖2所示的PWM與移相結(jié)合控制的工作原理圖，功率在正向傳輸時，DAB變換器工作模式共分為6個階段，即在該控制策略下，DAB變換器有6種工作模式，各工作模式下電流的大小為：

2.2.1 模式1(t0-t1階段) 在t0時刻之前，開關(guān)管S2和S3導(dǎo)通，此時DAB變換器原邊側(cè)的電流為負.t0時刻開始，開關(guān)管S1和S3導(dǎo)通，開關(guān)管S2和S4關(guān)斷.由于此時的電流為負，DAB變換器原邊側(cè)電壓Uab為零，副邊側(cè)的電壓Ucd為-U2.此時，電感L上的電流為：

(1)

2.2.2 模式2(t1-t2階段) 在t1-t2階段，電感電流由負變?yōu)檎?，此時DAB變換器原邊側(cè)電壓Uab為U1，副邊側(cè)的電壓Ucd為-U2.此時，電感L上的電流為：

(2)

2.2.3 模式3(t2-t3階段) 在t2-t3階段，電感電流為正，此時DAB變換器原邊側(cè)電壓Uab為U1，副邊側(cè)的電壓Ucd為U2.此時，電感L上的電流為：

(3)

2.2.4 模式4(t3-t4階段) 在t3-t4階段，電感電流為正，此時DAB變換器原邊側(cè)電壓Uab為零，副邊側(cè)的電壓Ucd為U2.此時，電感L上的電流為：

(4)

2.2.5 模式5(t4-t5階段) 在t4-t5階段，電感電流為正變?yōu)樨摚藭rDAB變換器原邊側(cè)電壓Uab為零，副邊側(cè)的電壓Ucd為U2.此時，電感L上的電流為：

(5)

2.2.6 模式6(t5-t6階段) 在t5-t6階段，電感電流為正，此時DAB變換器原邊側(cè)電壓Uab為-U1，副邊側(cè)的電壓Ucd為U2.此時，電感L上的電流為：

(6)

2.3 變換器的回流功率分析

根據(jù)電感電流的奇對稱性，iL(t3)=-iL(t0)，代入到式(1)和式(4)可求得電感電流在t0時刻的表達式為：

(7)

從而求得一個周期內(nèi)平均輸出電流為：

(8)

輸出平均有功功率為：

(9)

由能量守恒定律可得，輸出的電流為：

(10)

(11)

由公式(11)可知，PWM與移相結(jié)合控制的DAB變換器的輸出功率的大小由占空比D1和D2公共決定.移相角α的引入，使得電壓Uab的波形由兩電平變成三電平，電感電壓UL的電平數(shù)目也相應(yīng)地增多，從而使系統(tǒng)的動態(tài)調(diào)節(jié)范圍也相應(yīng)地變寬.

圖3 有功功率標幺值與D1、D2關(guān)系三維圖

在PWM與移相結(jié)合控制策略下，由于計算回流功率變得復(fù)雜.以D1<0.5時為例，回流功率的表達式為：

(12)

由公式(11)可知，當D2<0.5時，回流功率總是零.

Q*=(D1-D2)2

(13)

圖4為回流功率標幺值Q*與D1、D2關(guān)系的三維圖.由圖4可以看出，在一定條件下，系統(tǒng)的回流功率可以降為零.

3 仿真驗證

本文利用Matlab/Simulink仿真軟件構(gòu)建DAB變換器的仿真模型，并進行仿真研究驗證本文設(shè)計的PWM與移相結(jié)合控制策略的可行性.結(jié)合軟開關(guān)條件與功率傳輸范圍設(shè)置DAB變換器的仿真參數(shù)如表1所示.

圖4 回流功率標幺值Q?與D1、D2關(guān)系三維圖Fig.4 3DdiagramoftherelationshipbetweenreturnpowerperunitvalueQ?andD1,D2

當采用傳統(tǒng)單移相控制策略時，設(shè)D1=0、D2=0.4，DAB變換器的運行仿真波形圖如圖5所示.

當采用PWM與移相結(jié)合控制策略時，設(shè)D1=0.4、D2=0.6，DAB變換器的運行仿真波形圖如圖6所示.

圖5 傳統(tǒng)單移相控制仿真波形Fig.5 traditionalsinglephaseshiftcontrolsimulationwaveform圖6 PWM與移相結(jié)合控制仿真波形Fig.6 combinePWMandphaseshifttocontrolsimulationwaveform

在相同的DAB變壓器參數(shù)條件下，從圖5可知，采用傳統(tǒng)單移相控制策略時，電感電流的波形由四條折線組成，在一個開關(guān)周期內(nèi)，1號實線對應(yīng)的時間點為電壓Uab從電壓零值到電壓為負值的時間點，從圖中右側(cè)數(shù)據(jù)可知，此時時間點數(shù)據(jù)為497.1 us；2號虛線對應(yīng)的時間點為電感電流零值點，從圖中右側(cè)數(shù)據(jù)可知，此時時間點數(shù)據(jù)為593.6 us；從而可知產(chǎn)生回流功率時間為96.5 us.從圖6可知，采用PWM與移相結(jié)合控制策略時，電感電流的波形由六條折線組成，在一個開關(guān)周期內(nèi)，1號實線對應(yīng)時間點為電壓Uab從電壓零值到電壓為負值的時間點，從圖中右側(cè)數(shù)據(jù)可知，此時時間點數(shù)據(jù)為703.7 us；2號虛線對應(yīng)時間點為電感電流零值點，從圖中右側(cè)數(shù)據(jù)可知，此時時間點數(shù)據(jù)為722.9 us；從而可知產(chǎn)生回流功率時間為19.2 us.經(jīng)過對比發(fā)現(xiàn)，PWM與移相結(jié)合控制的電感電流波形相對緩沖，在一個開關(guān)周期內(nèi)產(chǎn)生回流功率的時間減小80%，從而減小回流功率.

4 結(jié)語

本文以緩沖電感電流、減小一個開關(guān)周期內(nèi)回流功率為優(yōu)化目標，對比DAB變換器在兩種控制策略下的電感電流波形以及一個開關(guān)周期內(nèi)產(chǎn)生回流功率時間的長短.實驗結(jié)果表明，PWM與移相結(jié)合控制策略，有兩個移相角可控變量α、β，因此相對傳統(tǒng)單移相控制策略有較大的靈活性，且電感電流波形相對緩沖、一個開關(guān)周期內(nèi)產(chǎn)生回流功率的時間減小，從而提高系統(tǒng)的工作效率.