一種耦合電感型準開關Boost變換器

房緒鵬，王曉麗，林強，王松

（山東科技大學 電氣與自動化工程學院，山東 青島 266590）

近年來，日益突出的能源危機和日益加劇的環(huán)境污染，導致世界能源結構發(fā)生變化，光伏發(fā)電等新興可再生能源發(fā)電引發(fā)人們廣泛的關注[1-2]。這些新能源發(fā)電方式，具有低碳、環(huán)保、儲量巨大等優(yōu)點[3]，因此已成為近年來國內(nèi)外研究的熱點。然而，由于光伏等新能源的實際輸出電壓相比于并網(wǎng)逆變器的輸入電壓要低很多，因此，在光伏發(fā)電系統(tǒng)中為了實現(xiàn)電壓的提升，需要在輸入端和負載之間加入一個直流升壓環(huán)節(jié)以滿足光伏電池的輸出電壓等級要求[4-5]。

傳統(tǒng)Boost變換器由于其控制簡單、工作原理明晰，成為使用最廣泛的升壓變換器之一。然而想要獲得較高的電壓增益，要求電路工作在極限占空比的情況下才能實現(xiàn)，在這種狀態(tài)下開關管的電壓應力也會驟增，從而造成整個電路的器件損耗較大，降低了Boost變換器能量利用效率。為了解決這個矛盾，國內(nèi)外許多研究人員提出了多種改進方法：1）引入開關電容技術[6-7]可以使電路拓撲的電壓增益大幅度增加，缺點是在電容充放電的過程中電流尖峰會變大，從而增大了開關損耗；2）引入級聯(lián)式變換器結構[8]，雖然能使變換器獲得更高的電壓增益，但卻增加了元器件的數(shù)量，不易于控制且效率較低；3）引入耦合電感技術[9]在提高變換器電壓增益的同時又避免了占空比處在較極端的情況，且成本低、可靠性高。但由于漏感的存在會使該電路的開關管兩端出現(xiàn)較大的電壓尖峰，而引入無源鉗位技術，可以有效地解決耦合電感漏感帶來的電壓尖峰問題，從而可以提高變換器的效率?，F(xiàn)有技術中，準Z源網(wǎng)絡因其結構簡單、升壓因子高，在直流變換領域有著廣泛的應用[10]，在準Z源網(wǎng)絡基礎上提出的準開關Boost網(wǎng)絡可以在減小系統(tǒng)體積的同時實現(xiàn)相同的升壓功能[11-12]。文獻[13]將開關電感和開關電容技術應用到準開關Boost網(wǎng)絡中，并提出了多開關單元的拓撲，但導致了系統(tǒng)的復雜性。

本文綜合以上多種改進方法的優(yōu)、缺點，將耦合電感和開關電容結構同時應用到準開關Boost網(wǎng)絡中，提出了一種新型的有源阻抗變換器。該電路的電壓增益可以通過調(diào)節(jié)耦合電感的匝數(shù)比n來改變，特別是小匝數(shù)比的變換器也可以獲得較大的電壓增益。該拓撲中電感直接連接到輸入電壓源，因而該變換器的輸入電流是連續(xù)的。由于該拓撲中無源鉗位電路結構的存在，輸出端能夠回收耦合電感漏感的能量并加以利用，因而使得開關管的電壓尖峰可以被有效地抑制，從而變換器的效率有了顯著的提高。

1 所提出變換器的拓撲結構與工作原理

1.1 所提出變換器的拓撲結構

圖1為準開關升壓變換器拓撲結構圖。

圖1 準開關升壓變換器拓撲Fig.1 Topology of the quasi-switched Boost converter

本文提出的新型耦合電感型準開關Boost變換器拓撲如圖2a所示，與圖1中的準開關Boost變換器相比較，所提出的新型耦合電感型準開關Boost變換器在其基礎上增加了一個由電容C2和二極管D3組合的開關電容結構，并將輸入側(cè)的電感用耦合電感替代。為便于分析，耦合電感可以看作是磁化電感、漏感，以及匝數(shù)比為N1：N2的理想變壓器的組合，圖2b為其等效電路。其中：N1為理想變壓器原邊匝數(shù)，N2為理想變壓器的副邊匝數(shù)，Lm為變壓器的勵磁電感，Lk為變壓器的漏感。

圖2 所提出變換器拓撲及其等效結構Fig.2 Topology and its equivalent structure of the proposed converter

為了便于對所提出的變換器進行電路分析，首先假設：

1）所有元器件均看作理想器件，忽略開關管和二極管寄生電容的影響，二極管導通和關斷時間均為零且忽略導通壓降。

2）電容器的電容量足夠大且在一個開關周期內(nèi)其兩端的電壓保持不變。

1.2 所提出變換器的工作原理

假設電路在CCM模式下工作，開關S1，S2采用同步狀態(tài)即同時開通關斷，在一個開關周期內(nèi)該變換器有兩種開關模態(tài)，其兩種模態(tài)等效電路圖分別如圖3a、圖3b所示。

圖3 所提出變換器在不同工作模態(tài)下的等效電路Fig.3 Equivalent circuits of the proposed converter in different operation modes

模態(tài)Ⅰ[t0—t1]：t0時刻，開關S1，S2導通。此時直流電壓源Uin與電容C1串聯(lián)，為漏感Lk和磁化電感Lm充電，此時兩者電流iLk，iLm線性增加，電容C1的電壓UC1減小。副邊繞組N2通過二極管D3給電容C2充電，將開關管S1兩端的電壓進行鉗位，UC2隨之增加。二極管D2被UC1所截止，二極管D4陽極接Uin負極，承受反向電壓截止，電容C0向負載R供電。當開關S1，S2關斷時，此模態(tài)結束。

模態(tài)Ⅱ[t1—t2]：當t=t1時刻，開關S1，S2關斷。直流電壓源Uin與原邊繞組N1串聯(lián)連接，一方面給電容C1充電，此時電流iLm，iLk線性減?。涣硪环矫嬷绷麟妷涸碪in與原邊繞組N1、電容C2、副邊繞組N2串聯(lián)連接，提供給電容C0和負載高的輸出電壓。該模態(tài)在t2時刻結束，從而進入下一周期。

為簡化分析，忽略耦合電感初、次級漏感的影響，在模態(tài)Ⅰ[t0—t1]中，繞組N1和N2的電壓關系表達式為

在模態(tài)Ⅱ[t1—t2]中，繞組N1和N2的電壓關系表達式如下：

2 所提出變換器的穩(wěn)態(tài)分析

2.1 電壓增益的計算

開關S1，S2在一個開關周期TS內(nèi)導通的時間為DTS（D為導通占空比），則開關管S1，S2關斷的時間為（1-D）TS。由電感伏秒平衡原理及式（1）、式（3）可知：

(Uin+UC1)DTS+(UC1-Uin)(1-D)TS=0（5）根據(jù)式（1）～式（4）電容C1，C2兩端的電壓可表示為

將式（7）代入式（4）中可得：

電壓增益B為

其中

n=N2：N1

式中：U0為輸出電壓；n為耦合電感匝數(shù)比。

由式（9）可以看出，當占空比的調(diào)節(jié)范圍為0～0.5時，所提出變換器的升壓因子大于1，從而達到了升壓的目的。

圖4為所提出的變換器在匝數(shù)比n不同的情況下占空比與電壓增益關系的曲線圖。通過對比圖4中各條曲線可以看出，在占空比相等的情況下，該變換器能夠通過合理調(diào)節(jié)匝數(shù)比n來獲得更高的電壓增益。

圖4 匝數(shù)比n不同的情況下占空比與電壓增益的關系Fig.4 Relationship between duty cycle and voltage gain with different turns ration

2.2 電壓應力的計算

根據(jù)圖3模態(tài)電路原理圖，可推導出開關管S1，S2及二極管D1～D4的電壓應力分別為

3 所提出變換器的對比分析

為了更好地驗證所提出的變換器的優(yōu)點，將該變換器和其他幾種相關變換器進行比較，如文獻[14]中的Boost級聯(lián)式升壓變換器（boost cas?cade converter，BC-C）、文獻[15]中的交錯耦合電感變換器（staggered coupling induct converter，SCI-C）、文獻[16]中的含有源開關電感和無源開關電容網(wǎng)絡變換器（active switched-inductor and passive switched-capacitor converter，ASI/PSC-C），結果如表1所示。表1中概述了電路中一些重要參數(shù)，如元器件數(shù)量、開關管電壓應力、以及電壓增益。

表1 所提出變換器與其他變換器的對比Tab.1 Comparison of the proposed converter with other converters

3.1 元器件數(shù)量

由表1可知，與SCI-C相比，所提變換器中主要元件數(shù)目減少了，進而簡化了控制策略，并且該變換器通過引入耦合電感使得升壓效果更加明顯。ASI/PSC-C是通過同時引入開關電感、電容結構，增加了該電路的電壓增益，本文所提出的變換器雖然比它多了2個二極管器件，但卻比ASI/PSC-C升壓能力更高。

3.2 升壓能力

所提變換器電路最大的優(yōu)點就是其升壓能力。電壓增益比較如圖5所示。

圖5 電壓增益比較Fig.5 Comparison of voltage gain

從圖5中可以看出，當占空比D的范圍在0～0.155時，所提出變換器電壓增益僅略低于SCIC，而當D在0.155～0.5時，該電路的升壓能力遠大于相同占空比的其他三個電路，且在此范圍內(nèi)，所提出變換器的電壓增益隨著占空比的增大，其升壓效果越好。因此，所提出的變換器僅需較短時間就能輸出較高的電壓增益，有利于提高全控型器件的轉(zhuǎn)換效率。

3.3 開關管電壓應力

開關管電壓應力在開關器件選型時起著重要作用。圖6為四種變換器的開關管電壓應力對比曲線圖，從圖6中可知，所提出變換器的開關管電壓應力在其他幾種變換器中相對較低，因此，在器件選型時可以選用低導通電阻器件，從而提升了變換器的工作效率，進一步提高了系統(tǒng)的可靠性。

圖6 開關管電壓應力比較Fig.6 Comparison of switch voltage stress

4 仿真與實驗驗證

為驗證上述理論分析的合理性，根據(jù)圖2a利用Matlab/Simulink構建了仿真模型，在仿真電路基礎上，搭建了實驗電路。

電路中的主要參數(shù)如下：輸入電壓Uin=24 V；電容器C1=470 μF；電容器C2=470 μF；濾波電容C0=820 μF；勵磁電感及漏感分別為100 μH，2 μH；功率電阻R=100 Ω；匝數(shù)比為1：1；導通占空比D=0.2；開關頻率fs=50 kHz；二極管D1～D4的型號為SR5100；開關管的型號為H25R1202；核心控制器為DSPTMS28335。仿真結果如圖7所示，利用MSO-X 3034A示波器記錄的實驗主要波形如圖8所示。

圖7 仿真波形圖Fig.7 Simulation waveforms

由圖8可知，電容器C1的電壓UC1約為40 V，電容器C2的電壓UC2約為100 V，輸出電壓U0約為150 V?？紤]到實驗所用器件自身損耗，在誤差允許的范圍內(nèi)，實驗結果數(shù)值與理論計算結果大致相同，驗證了此變換器的可行性。

圖8 實驗波形圖Fig.8 Experimental waveforms

5 結論

本文提出了一種電壓增益較高、能應用于新能源發(fā)電的Boost變換器拓撲電路，詳細介紹了該變換器的工作原理并對其穩(wěn)態(tài)性能進行了分析，同時與其它相似變換器進行了對比。最后，在實驗室搭建實驗樣機驗證了所提出變換器理論分析的正確性。結果表明，該變換器具有輸入電流穩(wěn)定連續(xù)、升壓性能優(yōu)良等特點。此外，該電路在占空比允許的范圍內(nèi)能夠通過合理改變匝數(shù)比來提高電壓增益，因此，該變換器可廣泛應用于新能源發(fā)電領域。