基于耦合電感開關(guān)電容高增益Boost變換器

劉 洋， 董鋒斌， 皇金鋒

(陜西理工大學(xué) 電氣工程學(xué)院, 陜西 漢中 723000)

隨著人類對(duì)新能源的探索，新能源的開發(fā)與利用成為全球的大趨勢(shì)，新能源發(fā)電占據(jù)了電力發(fā)電領(lǐng)域的主要地位[1-3]。目前，新能源發(fā)電途徑有：光伏、風(fēng)力、燃料電池等。但是由于輸出的直流電壓值都遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于逆變并網(wǎng)所需的電壓等級(jí)，高增益直流-直流變換器作為提升輸出電壓值的中間環(huán)節(jié)起到了關(guān)鍵性的作用而備受關(guān)注[4-6]。

傳統(tǒng)的Boost變換器是典型的升壓電路，但是在實(shí)際運(yùn)用中，該電路的升壓能力很不理想，難以滿足逆變并網(wǎng)所需的電壓等級(jí)要求，因此，國內(nèi)外很多學(xué)者對(duì)于Boost變換器電路的設(shè)計(jì)做了大量的研究工作。為了得到一個(gè)合理的輸出電壓值，文獻(xiàn)[7-8]通過多個(gè)變換器的級(jí)聯(lián)組合進(jìn)行電壓的多次提升來獲取一個(gè)高輸出的電壓，致使電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜且器件使用數(shù)目多、器件電壓應(yīng)力大。文獻(xiàn)[9-10]通過開關(guān)電容(電感)進(jìn)行倍壓，對(duì)于電壓增益的提升效果明顯，但由于儲(chǔ)能元件并聯(lián)增加了電流應(yīng)力，且過多的儲(chǔ)能元件產(chǎn)生相互電磁干擾。耦合電感型高增益變換器通過將兩個(gè)及以上的電感集成在一起的方式，不僅減小了變換器的體積，而且電壓增益可以通過一個(gè)新的變量(耦合電感的匝數(shù)比)來控制，使其電路結(jié)構(gòu)更簡單，成本更低，因此，國內(nèi)外很多學(xué)者對(duì)耦合電感型高增益變換器進(jìn)行了研究[11-14]。

基于耦合電感單元的優(yōu)點(diǎn)，本文提出一種基于耦合電感開關(guān)電容高增益Boost變換器?；隈詈想姼信c開關(guān)電容的工作特性，通過儲(chǔ)能元件并、串聯(lián)方式，高效地利用儲(chǔ)能元件獲取更高的電壓增益?，F(xiàn)將從變換器的工作原理及穩(wěn)態(tài)性能等方面進(jìn)行分析，并通過實(shí)驗(yàn)平臺(tái)對(duì)一臺(tái)100 W模型進(jìn)行驗(yàn)證。

1 電路結(jié)構(gòu)與工作原理分析

1.1 變換器電路拓?fù)?/h3>

本文所提變換器電路拓?fù)淙鐖D1(a)所示，電路由輸入直流源Uin、耦合電感原邊線圈n1、副邊線圈n2、開關(guān)管S、二極管D1和Do、開關(guān)電容C1、濾波電容Co、負(fù)載電阻R組成。為了更好地分析電路的工作情況，需要將原電路進(jìn)行等效變換，等效電路如圖1(b)所示，將耦合電感的原邊等效出兩個(gè)電感量為Lm(勵(lì)磁電感)和Lk(漏感)。開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，原邊線圈n1進(jìn)行充磁，開關(guān)電容C1進(jìn)行儲(chǔ)能，副邊線圈n2進(jìn)行充磁，開關(guān)關(guān)斷后，輸入直流源Uin、原邊線圈n1、副邊線圈n2和電容C1串聯(lián)一同為負(fù)載電阻進(jìn)行供電，以達(dá)到更高增益的目的。設(shè)耦合電感匝數(shù)比N=n2∶n1，耦合系數(shù)k=Lm/(Lm+Lk)。

(a)高增益變換器拓?fù)?(b)高增益變換器等效電路圖1 高增益變換器電路拓?fù)浼捌涞刃щ娐?/p>

1.2 變換器的工作原理

在開關(guān)動(dòng)作一次至下次動(dòng)作開始前一共存在兩種工作狀態(tài)，各工作模態(tài)等效電路圖如圖2所示，開關(guān)導(dǎo)通時(shí)對(duì)應(yīng)工作模態(tài)Ⅰ如圖2(a)所示，開關(guān)關(guān)斷時(shí)對(duì)應(yīng)工作模態(tài)Ⅱ如圖2(b)所示。變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)各器件電流及電壓的波形如圖3所示。

(a)工作模態(tài)Ⅰ (b)工作模態(tài)Ⅱ圖2 各工作模態(tài)等效電路原理圖

圖3 變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的波形

1.2.1 工作模態(tài)Ⅰ：t0～t1

如圖2(a)所示，此模態(tài)下存在3個(gè)能量傳輸回路。

回路1：輸入電源Uin→電容C1→線圈n2→輸入電源Uin，電容C1儲(chǔ)能。

回路2：輸入電源Uin→漏感Lk→勵(lì)磁電感Lm→輸入電源Uin，漏感與勵(lì)磁電感儲(chǔ)能。

回路3：電容Co→負(fù)載電阻R→電容Co，電容Co給負(fù)載電阻R供電。漏感和勵(lì)磁電感電流線性增加，副邊線圈n2處于充磁狀態(tài)，此階段電流iLm和iLk可表示為

(1)

(2)

1.2.2 工作模態(tài)Ⅱ：t1～t2

如圖2(b)所示，此模態(tài)下只存在1個(gè)能量傳輸回路，回路1：輸入電源Uin→漏感Lk→勵(lì)磁電感Lm→線圈n2→電容C1→電容Co(負(fù)載電阻R)→輸入電源Uin。電容Co進(jìn)行充能，由于開關(guān)關(guān)斷后，二極管承受電壓發(fā)生改變(D1關(guān)斷，Do導(dǎo)通)，流過耦合電感線圈n2電流發(fā)生突變，電流方向發(fā)生改變(規(guī)定流入同名端的電流為正方向)，漏感和勵(lì)磁電感電流線性減小，副邊線圈n2處于放磁狀態(tài)。由于漏感電流發(fā)生突變致使開關(guān)管兩端發(fā)生電壓沖擊從而出現(xiàn)電壓尖峰(見圖3中)。此階段電流iLm和iLk可表示為

(3)

(4)

2 變換器穩(wěn)態(tài)性能分析

2.1 電壓增益分析

由工作模態(tài)Ⅰ可得開關(guān)導(dǎo)通期間勵(lì)磁電感電壓ULm及電容C1電壓UC1為

(5)

由工作模態(tài)Ⅱ列KVL方程為

Uo=Uin+Un1+Un2+UC1,

(6)

將式(5)代入式(6)可得開關(guān)關(guān)斷期間勵(lì)磁電感電壓ULm為

(7)

根據(jù)勵(lì)磁電感在開關(guān)導(dǎo)通開始時(shí)刻的電流值等于開關(guān)關(guān)斷結(jié)束時(shí)刻的電流值(伏秒平衡)，可得如下方程式

(8)

可解得電壓增益

(9)

其中D為占空比(即一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)導(dǎo)通的時(shí)間與開關(guān)周期的比值)。

當(dāng)k=1時(shí)，電壓增益為

(10)

由式(9)分析可得，電壓增益M受占空比D及匝數(shù)比N和耦合系數(shù)k的影響。

如圖4所示電壓增益M在不同D、N、k時(shí)的關(guān)系對(duì)比圖,可以看到，M與3個(gè)變量(D、N、k)均為正相關(guān)的關(guān)系。任意固定其中2個(gè)變量，電壓增益都是隨著另一個(gè)變量的增大而增大；由于N和k存在綁定的關(guān)系，從圖中也不難看出，當(dāng)匝數(shù)比N越大時(shí)，耦合系數(shù)k的變化對(duì)電壓增益的影響會(huì)更加明顯。

圖4 電壓增益M與D、N、k的關(guān)系圖

2.2 電壓應(yīng)力分析

由工作模態(tài)Ⅰ可得Do電壓應(yīng)力為

UDo,stress=Uo-Uin，

(11)

由工作模態(tài)Ⅱ可得D1、S電壓應(yīng)力為

(12)

令耦合系數(shù)k=1，將式(5)—(9)代入式(11)、(12)得各功率器件電壓應(yīng)力

(13)

通過分析式(13)可得，各功率器件電壓應(yīng)力表達(dá)式表明占空比D、匝數(shù)比N的取值決定了各功率器件電壓應(yīng)力的大小。各功率器件電壓應(yīng)力在不同D、N下與輸入/輸出電壓關(guān)系如圖5所示?？梢钥闯鰣D5(a)、(b)二極管Do、D1電壓應(yīng)力的大小與D、N為正相關(guān)的關(guān)系，且始終小于輸出電壓的值；圖5(c)表明開關(guān)電壓小于輸出電壓的值，與D正相關(guān)，與N則是負(fù)相關(guān)。因此在實(shí)際電路設(shè)計(jì)中，可根據(jù)圖5來選取合理的占空比與匝數(shù)比。

(a)二極管Do、D1電壓與輸入電壓比 (b)二極管Do、D1電壓與輸出電壓比

(c)開關(guān)管S電壓與輸入電壓比 圖5 功率器件電壓應(yīng)力在不同D、N下關(guān)系圖

2.3 變換器的性能對(duì)比

將本文變換器與Boost變換器、基本耦合電感型Boost變換器、帶倍壓單元型變換器等3種變換器的性能進(jìn)行對(duì)比，不同變換器性能對(duì)比如表1所示。可知在限制條件相同的前提下(即N、D固定不變時(shí))，本文變換器在擁有更高的電壓增益的情況下，開關(guān)管所承受的電壓更小。充分說明了本文變換器性能更優(yōu)，電路參數(shù)設(shè)計(jì)更加靈活，實(shí)際應(yīng)用范圍更加廣泛。

表1 不同變換器性能對(duì)比

分析當(dāng)N=2時(shí)，在改變占空比的情況下，4種變換器性能對(duì)比關(guān)系如圖6所示。由圖中可知，4種變換器的電壓增益與占空比都為正相關(guān)的關(guān)系，且本文變換器的電壓增益在任意占空比下最大，開關(guān)管兩端電壓與輸出電壓的比值始終最小。因此，在設(shè)計(jì)實(shí)際電路時(shí)可以選擇更為合理的占空比來獲取高電壓增益。

(a)電壓增益性能 (b)開關(guān)管電壓與輸出電壓比圖6 N=2時(shí)，4種變換器性能對(duì)比關(guān)系

3 變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 電感的設(shè)計(jì)

若不考慮變換器運(yùn)行時(shí)器件造成的損耗，按照能量守恒定律，能量由輸入全部傳輸給輸出，即

UinIin=UoIo。

(14)

當(dāng)耦合系數(shù)k=1時(shí)，有Iin=ILm，根據(jù)功率轉(zhuǎn)換關(guān)系可得勵(lì)磁電感電流平均值iLm和勵(lì)磁電感電流紋波ΔILm為

(15)

根據(jù)式(15)可得勵(lì)磁電感最小電流ILm·min為

(16)

令I(lǐng)Lm·min=0，可得臨界勵(lì)磁電感LmC為

(17)

為確保變換器能在連續(xù)導(dǎo)電模式下穩(wěn)定工作，那么需要滿足的條件為ILm·min≥0，因此，在選取勵(lì)磁電感時(shí)，應(yīng)該確保Lm≥LmC。

3.2 電容的設(shè)計(jì)

變換器需滿足輸出紋波電壓ΔUo要求，濾波電容起到了決定性的作用。開關(guān)在任意一個(gè)周期內(nèi)，當(dāng)開關(guān)S導(dǎo)通，負(fù)載電阻R兩端的電壓就是依靠濾波電容來維持，此時(shí)，根據(jù)電路定律可以得到輸出紋波電壓表達(dá)式為

(18)

由此可知，輸出紋波電壓與濾波電容屬于反比例的關(guān)系，則濾波電容的表達(dá)式為

(19)

當(dāng)按照所規(guī)定的參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，通過式(19)可以計(jì)算得出一個(gè)臨界的電容值。因此，在變換器設(shè)計(jì)選取電容時(shí)應(yīng)該選取比計(jì)算值更大的電容。

3.3 耦合電感匝數(shù)比的設(shè)計(jì)

由于變換器的電壓增益以及功率器件的電壓應(yīng)力都與耦合電感的匝數(shù)比有關(guān)，因此對(duì)于耦合電感的匝數(shù)比的設(shè)計(jì)取值就有很大的必要性，根據(jù)式(10)可以得出關(guān)于耦合電感匝數(shù)比的表達(dá)式：

(20)

根據(jù)式(20)可知，在電路設(shè)計(jì)時(shí)，通過給定的輸入值以及所需的輸出值，選取合理的占空比，可以計(jì)算得到一個(gè)匝數(shù)比的參考數(shù)值，再根據(jù)計(jì)算值代入功率器件應(yīng)力表達(dá)式來最終確定一個(gè)較為合理的匝數(shù)比。

4 耦合電感漏電感能量對(duì)電路的影響及處理

引入的耦合電感單元，由于耦合度難以達(dá)到全耦合，會(huì)導(dǎo)致漏電感的出現(xiàn)，在變換器開關(guān)處于關(guān)斷的時(shí)候，由于漏電感能量沒有多的釋放回路，會(huì)被開關(guān)管中的寄生電容吸收，如此一來，造成了電路諧振，使得開關(guān)管在關(guān)斷的一瞬間產(chǎn)生很高的電壓沖擊，嚴(yán)重的會(huì)造成開關(guān)管被擊穿，因此，針對(duì)這種情況，需要通過在開關(guān)管關(guān)斷時(shí)增加新的吸收漏電感能量的回路且不影響電路的原有工作性能?？梢酝ㄟ^有源鉗位的方式來解決，通過增加一個(gè)開關(guān)管(與主開關(guān)管S互補(bǔ)導(dǎo)通)和一個(gè)電容的串聯(lián)支路來吸收，3種接法如圖7所示。

圖7 吸收漏電感能量的處理方式

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本文按照?qǐng)D1所示的電路拓?fù)渫ㄟ^實(shí)驗(yàn)平臺(tái)制作了一臺(tái)100 W的模型進(jìn)行驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)參數(shù)見表2。根據(jù)公式(17)可計(jì)算出勵(lì)磁電感取值應(yīng)為7.5 μH，由于實(shí)驗(yàn)誤差和非理想化應(yīng)取4倍裕量可得Lm=30 μH。根據(jù)公式(19)可計(jì)算出輸出濾波電容取值應(yīng)為20.75 μF，同樣取4倍裕量得輸出濾波電容取值應(yīng)為83 μF。實(shí)驗(yàn)波形見圖8。

表2 實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)

由圖8(a)所示的輸入和輸出電壓波形可知，變換器在較小的占空比成功實(shí)現(xiàn)了電壓的高增益，且可以為后續(xù)控制占空比限幅留有了較寬的余度。由圖8(b)所示的開關(guān)S兩端電壓波形可知，開關(guān)斷開，由于耦合電感原邊漏電感能量與開關(guān)管寄生電容形成的諧振回路，產(chǎn)生了很大的電壓沖擊，使開關(guān)S電壓應(yīng)力很大。圖8(c)為二極管D1和Do的兩端電壓波形。由圖8(d)所示的耦合電感漏感電流波形可知，開關(guān)導(dǎo)通期間進(jìn)行充磁，電流線性增加；關(guān)斷期間開始放磁，電流線性減?。灰怀湟环艑?shí)現(xiàn)了能量的傳輸。由圖8(e)所示的二極管D1和Do的電流波形可知，二極管D1和Do所承受的電流應(yīng)力較小，關(guān)斷時(shí)電流值較小，可有效緩解二極管反向恢復(fù)特性，減少了工作損耗，提升了變換器的工作性能。通過實(shí)驗(yàn)所得波形，驗(yàn)證了本文對(duì)于理論分析的正確性。

(a)Uin和Uo波形

(b)UGS和UDS波形 (c)UGS、UDo和UD1波形

(d)UGS和iLk波形 (e)UGS、iDo和iD1波形圖8 實(shí)驗(yàn)波形

6 結(jié)論

本文利用耦合電感與開關(guān)電容的特點(diǎn)，將二者進(jìn)行有機(jī)組合，得到了一種基于耦合電感開關(guān)電容高增益Boost變換器。詳細(xì)分析了變換器工作模態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能，給出了相關(guān)參數(shù)的設(shè)計(jì)依據(jù)。理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該變換器有如下特點(diǎn)：①電壓增益相較于帶倍壓單元型變換器有所提升；②變換器中耦合電感引入了一個(gè)新的可控變量匝數(shù)比N，故可選擇合適的占空比以滿足各種情況下的實(shí)際需求；③由于漏感能量無多余可釋放回路，會(huì)與開關(guān)管寄生電容發(fā)生諧振產(chǎn)生電壓尖峰，反而增大了開關(guān)管電壓應(yīng)力。對(duì)此本文給出了增加有源鉗位支路吸收漏感能量的解決方案。