基于超級電容的雙向DC-DC 變換器控制研究

楊軼成，丁明進，王響成，董春光，劉春松

（國電南京自動化股份有限公司,南京 210003）

城市軌道交通的站間距離較短、站數(shù)量多，因而列車起動和制動頻繁，目前車輛已普遍采取再生電制動。再生電制動時牽引電機運行在發(fā)電模式，向牽引網(wǎng)回饋再生能量，此部分能量若不能被線上其他車輛消耗就會導致母線電壓抬升[1]。為了控制設(shè)備的安全，目前再生制動能量利用方案主要分為耗散式、能饋式[2-4]和儲能式[5-11]3 種。耗散式主要由制動電阻將制動能量轉(zhuǎn)化為熱能。電阻制動控制方式雖然簡單，但這種方式不僅造成能量的浪費，大量熱能也會抬升隧道溫度，增加地鐵通風散熱裝置的能耗、地下站內(nèi)空調(diào)系統(tǒng)負荷以及運營費用。因此，制動能量合理回收利用能夠?qū)崿F(xiàn)能量的合理循環(huán)利用，節(jié)約地鐵運營成本，對于響應(yīng)國家節(jié)能減排的號召以及建設(shè)綠色城市軌道交通有著非常積極的作用。能饋式再生制動能量吸收是通過電力電子變換裝置將直流側(cè)的再生能量回饋至交流電網(wǎng)，供其他站內(nèi)設(shè)備使用，此方案可以避免采用電阻制動導致的隧道溫升問題，且實現(xiàn)了環(huán)保節(jié)能，但是需要新建具有能量回饋功能的供電系統(tǒng)，或?qū)φ麄€供電系統(tǒng)進行改造，但直流網(wǎng)與交流網(wǎng)存在耦合關(guān)系，系統(tǒng)復雜[4]。儲能式再生制動能量吸收方式采用在直流牽引網(wǎng)側(cè)增加DC-DC 雙向變換器及直流儲能元件，吸收多余的再生制動能量，抑制直流牽引網(wǎng)電壓抬升；同時在車輛運行過程中釋放能量，給牽引網(wǎng)提供電壓支撐，避免牽引網(wǎng)電壓波動過大。超級電容具有功率密度高的特點，很適合于這種能量頻繁波動充、放電場合[5-6]。

我國城市軌道交通絕大部分都是采用1 500 V直流牽引網(wǎng)，因此對雙向DC-DC 變換器的性能提出了較高的要求，即：需滿足耐高壓、耐大電流。文獻[9]對各種適用于軌道交通雙向DC-DC 變換器的拓撲進行了性能優(yōu)劣對比分析；文獻[10]針對1 500 V 軌道交通車輛再生制動能量吸收系統(tǒng)提出了由4個額定電壓為375 V 的超級電容儲能模塊串聯(lián)的儲能系統(tǒng)功率變換方案，但僅對電路拓撲進行了原理分析和設(shè)計，未針對系統(tǒng)的能量管理控制進行深入研究；文獻[7]提出了基于MMC 雙向DC-DC 變換器BDC（bidirectional DC-DC converter）的超級電容儲能系統(tǒng)，該方案可以進一步降低單個DC-DC 變換器的電壓等級及容量，通過多組串聯(lián)的方式實現(xiàn)1 500 V 電壓接入；文獻[8]提出了基于組合型雙向DC-DC 變換器的超級電容儲能系統(tǒng)，將多相交錯Buck/Boost BDC 拓撲與基于半橋高壓側(cè)級聯(lián)BDC拓撲進行組合的儲能拓撲，降低了在高壓、大功率雙向變換場合對功率器件電流和電壓的應(yīng)力需求，具有很好的工程應(yīng)用價值，但只考慮了電壓應(yīng)力均衡的均壓控制及防超級電容的過充過放，沒有考慮各組超級電容容差對系統(tǒng)能量利用率的影響。

在文獻[8]的基礎(chǔ)上，本文結(jié)合實際工程產(chǎn)品開發(fā)對可靠性和成本的綜合考慮，采用三相交錯Buck/Boost BDC 與輸入側(cè)基于串聯(lián)的拓撲方案，輸出側(cè)分別連接2 組超級電容，每組超級電容工作在700 V 以下。介紹了基于超級電容儲能的輸入串聯(lián)三相交錯并聯(lián)雙向DC-DC 變換器的工作原理，采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的典型雙閉環(huán)控制策略，重點針對該拓撲結(jié)構(gòu)及電容差異性的影響，提出了優(yōu)化的超級電容荷電狀態(tài)SOC（state of charge）管理策略及裝置均壓控制策略，同時根據(jù)工程應(yīng)用需求對系統(tǒng)的能量管理策略進行了改進。最后通過仿真及開發(fā)的2 MW 工程樣機驗證了所提控制策略的有效性。

1 輸入串聯(lián)三相交錯并聯(lián)BDC 儲能系統(tǒng)工作原理

基于超級電容的輸入串聯(lián)三相交錯并聯(lián)BDC儲能系統(tǒng)拓撲如圖1 所示。圖中：C1、C2為超級電容柜的等效電容，RC1、RC2為超級電容柜的等效內(nèi)阻；輸入側(cè)由2 組Buck/Boost BDC 串聯(lián)構(gòu)成，并與地鐵1 500 V 直流牽引網(wǎng)連接，每個串聯(lián)變換器由3 組全控半橋Buck/Boost BDC 交錯并聯(lián)后輸出匯總，再經(jīng)過低內(nèi)阻回路的濾波電容C11、C22濾除高次諧波電流，分別與超級電容柜連接。超級電容柜和大功率BDC 是采用分柜體設(shè)計，中間通過電纜連接，由于超級電容內(nèi)阻較大，變換器的輸出到超級電容的線路內(nèi)阻遠大于濾波電容C11、C22支路內(nèi)阻，因此BDC 的輸出采用LC 濾波即可很好地濾除IGBT 開關(guān)頻率產(chǎn)生的高次諧波。輸入側(cè)2 組DC-DC 變換器串聯(lián)，通過控制可以實現(xiàn)輸入側(cè)上下2 組變換器各自均壓，以降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，各變換器的輸出分別連接2 組獨立的超級電容柜，避免超級電容模組串聯(lián)數(shù)量過多，降低電容模組均壓控制難度。

圖1 基于超級電容的輸入串聯(lián)三相并聯(lián)BDC 儲能系統(tǒng)拓撲Fig.1 Topology of input series three-phase parallel BDC energy storage system based on super capacitor

地鐵列車在制動時，超級電容儲能系統(tǒng)處于充電狀態(tài)，BDC 工作在Buck 模式，上下2 組變換器的上管Tij（i=1，2；j=1，3，5）、下管Tij（i=1，2；j=2，4，6）的反并聯(lián)續(xù)流二極管與輸出電感Lij（i=1，2；j=1，2，3）構(gòu)成Buck 變換器，將列車制動回饋到直流牽引網(wǎng)的多余能量轉(zhuǎn)移到超級電容中存儲，以抑制直流牽引網(wǎng)壓的上升。

列車在正常牽引狀態(tài)時，若超級電容有多余電量，控制超級電容儲能系統(tǒng)處于放電狀態(tài)，BDC 工作在Boost 模式，下管Tij（i=1，2；j=2，4，6）、上管Tij（i=1，2；j=1，3，5）的反并聯(lián)續(xù)流二極管與電感Lij（i=1，2；j=1，2，3）構(gòu)成Boost 變換器，將超級電容存儲的多余電能釋放到1 500 V 直流牽引網(wǎng)。

上下串聯(lián)的2 組變換器由三相交錯DC-DC 變換器并聯(lián)，采用載波移相調(diào)制技術(shù)，使得輸出的等效開關(guān)頻率為單組的3 倍，可以大幅減少輸出濾波電感的體積及超級電容充放電電流的紋波[12]。

2 控制策略

基于超級電容儲能的地鐵再生制動能量吸收利用BDC 采用高壓輸入側(cè)兩組串聯(lián)，上下輸出2組獨立接口分別連接超級電容儲能單元。在該系統(tǒng)中要實現(xiàn)地鐵剎車制動能量吸收，列車牽引能量釋放支撐牽引網(wǎng)壓即實現(xiàn)能量在牽引網(wǎng)和超級電容儲能單元之間的雙向流動、串聯(lián)變換器各自工作在安全電壓范圍內(nèi)并根據(jù)牽引網(wǎng)壓切換運行狀態(tài)。因此整體采取電流內(nèi)環(huán)電壓外環(huán)及均壓均流的控制策略。

2.1 電流控制及多支路均流控制

串聯(lián)的2 組BDC 拓撲及電流控制完全一致，因此只需對單組三相交錯并聯(lián)BDC 進行建模分析。其單組的簡化模型如圖2 所示。圖中：L1i（i=1，2，3）為各支路輸出電感；R1i（i=1，2，3）為各支路寄生等效電阻；iout_1i（i=1，2，3）為各支路輸出電流，參考方向見圖2；uin為輸入電壓；uout為輸出電壓；各支路上管的開通時間為對應(yīng)的占空比d1i（i=1，2，3），則可得各支路狀態(tài)方程為

圖2 三支路并聯(lián)BDC 拓撲Fig.2 Topology of three-branch parallel BDC

對式（1）進行拉氏變換可得

由式（2）可知，通過控制d1i（i=1，2，3），即可實現(xiàn)各支路電流的控制。對于并聯(lián)的多支路相當于單獨的DC-DC 變換器，其uin、uout完全一樣。因此理想情況下，假設(shè)輸出濾波電感及寄生參數(shù)完全一致的情況下，其占空比相同即可保證并聯(lián)的各個支路電流均流。但在實際的應(yīng)用中，由于電感加工誤差及功率器件開關(guān)損耗的誤差，導致濾波回路中RL 參數(shù)不相等，因此需要單獨對各支路占空比進行微調(diào)控制才能確保各支路電流均衡。則式（2）改寫為

式中：ΔR1i為各支路阻抗偏差量；Δd1i為各支路占空比微調(diào)控制量；各L1i和各R1i（i=1，2，3）分別相等。

BDC 輸出電流和均流控制器都采用PI 控制器，則由式（3）可得其控制方程為

式中：kpi、kii為電流環(huán)PI 控制器參數(shù)；kpi_avg、kii_avg為均流環(huán)PI 控制器參數(shù)。

根據(jù)式（4）可得電流環(huán)的控制框圖如圖3 所示。整個電流環(huán)的控制由3 部分構(gòu)成：總輸出電流PI控制器、3 個支路均流PI 控制器及輸出端電壓前饋?？傒敵鲭娏骺刂破鞯姆答佊? 個支路電流iout_1i（i=1，2，3）求和再取平均得到，均流控制器采用總輸出電流控制器的反饋作為給定，分別與各支路的電流做差，經(jīng)過PI 調(diào)節(jié)輸出等效占空比微調(diào)控制量，同時通過輸出電壓前饋，避免初始輸出占空比從零開始，導致輸出電流超調(diào)過大和調(diào)節(jié)時間過長。電流PI 控制器的參數(shù)計算參見文獻[8]，此處不再贅述。

圖3 BDC 電流控制策略Fig.3 Current control strategy for BDC

2.2 電壓控制

根據(jù)地鐵再生制動能量利用的特點，2 組輸入串聯(lián)輸出獨立BDC 的電壓控制主要包括2 個方面：一方面是根據(jù)1 500 V 直流牽引網(wǎng)電壓的波動來控制其工作模式，即工作在充電模式或放電模式；另一方面是根據(jù)該拓撲結(jié)構(gòu)的特點，需要控制串聯(lián)的2 組變換器輸入側(cè)均壓，確保設(shè)備安全。依據(jù)上述的控制思路，其控制邏輯框圖如圖4 所示，由2 個電壓控制器構(gòu)成，Uref-Buck為充電模式牽引網(wǎng)電壓控制目標，Uref-Boost為放電模式牽引網(wǎng)電壓控制目標，iref為總電壓外環(huán)輸出電流給定量，iref-Equal為均壓環(huán)控制器輸出電流調(diào)節(jié)量。圖4（a）為牽引網(wǎng)電壓控制器，即根據(jù)牽引網(wǎng)電壓的實時值，確定其工作在充電或放電狀態(tài)，并根據(jù)不同的工作狀態(tài)給定不同的牽引網(wǎng)電壓控制目標，設(shè)充電狀態(tài)給定控制目標為Uref-Buck，放電狀態(tài)給定控制目標為Uref-Boost，則該控制器的輸出iref同時作為2 組變換器電流內(nèi)環(huán)的給定目標。同時，為了更好地保護設(shè)備，在控制器的輸出側(cè)增加了限幅環(huán)節(jié)，確保設(shè)備工作在安全區(qū)域內(nèi)而不會過流。另外為了保證2 組串聯(lián)的變換器工作在安全的電壓范圍內(nèi)，需對其進行輸入均壓控制，其控制框圖如圖4（b）所示，由于只有2 組變換器串聯(lián)，因此其均壓控制器的目標給定值即為輸入總電壓的一半，同時只需對一組變換器輸入側(cè)電壓均壓調(diào)節(jié)控制，其控制器的輸出iref_Equal即為均壓微調(diào)電流。將iref_Equal取反即可作為另外一組變換器的均壓微調(diào)量，由此可使均壓控制器更簡單。

圖4 兩組輸入串聯(lián)輸出獨立BDC 電壓外環(huán)控制策略Fig.4 Voltage outer-loop control strategy for two sets of input series output independent BDC

3 基于超級電容的儲能系統(tǒng)能量控制策略

基于超級電容儲能的地鐵再生制動能量吸收利用系統(tǒng)通常是以穩(wěn)定直流牽引網(wǎng)的電壓為控制目標，同時結(jié)合超級電容內(nèi)阻大、該BDC 拓撲結(jié)構(gòu)的特殊性，設(shè)計合適的能量管理控制策略，才能更好地發(fā)揮其性能。因此，針對該能量控制策略的優(yōu)化設(shè)計主要有兩方面：一是穩(wěn)定牽引網(wǎng)電壓相關(guān)閾值的優(yōu)化選取，二是超級電容能量管理控制策略的優(yōu)化。

3.1 牽引網(wǎng)能量控制策略

地鐵再生制動能量吸收利用系統(tǒng)直流側(cè)直接與直流牽引網(wǎng)連接，因此一般根據(jù)牽引網(wǎng)直流電壓制定相關(guān)充放電邏輯，即：當牽引網(wǎng)電壓大于閾值Uthr_Buck，設(shè)備啟動，工作于充電模式；當牽引網(wǎng)電壓小于Uthr_Boost，設(shè)備啟動，工作于放電模式。該策略實現(xiàn)簡單，但當牽引網(wǎng)電壓波動就會出現(xiàn)設(shè)備誤判、誤啟動的情況，因此需要針對該問題制定更加合理可靠的能量管理啟?？刂撇呗?。通過引入交流電網(wǎng)實時電壓eabc為啟停閾值擾動變量，使啟停閾值和控制目標值跟隨交流電網(wǎng)電壓的波動而變化，從而避免設(shè)備的誤判、誤動現(xiàn)象，其具體控制框圖如圖5 所示。首先根據(jù)牽引變壓器前端的三相交流電壓eabc計算出其電壓有效值，再綜合電壓PT 采樣變比及牽引變壓器的變比折算出直流牽引網(wǎng)對應(yīng)的空載電壓Udc_0。由Udc_0疊加充電啟動調(diào)節(jié)量ΔUc得到充電啟動閾值Uthr_Buck，Udc_0減去放電啟動調(diào)節(jié)量ΔUd得到放電啟動閾值Uthr_Boost，一般工程應(yīng)用中ΔUc、ΔUd取30～50 V。此外，對計算獲得的空載電壓進行限幅處理，避免電網(wǎng)故障而導致過低無效的啟動閾值。同時充放電狀態(tài)下的穩(wěn)壓目標值根據(jù)工程應(yīng)用一般和相應(yīng)啟動閾值相差20～30 V，確保有一定的滯環(huán)區(qū)間，避免反復啟停。

圖5 充放電啟動閾值自適應(yīng)調(diào)整控制策略Fig.5 Adaptive adjustment control strategy of charging and discharging start threshold

3.2 超級電容的能量控制策略

超級電容的儲存能量Wsc與端電壓Usc的關(guān)系[8]以及超級電容的SOC 計算公式分別為

式中：Csc為超級電容柜等效電容；Urated為超級電容的額定電壓。

因此，一般在判斷超級電容的SOC 時，直接采用Usc與Urated進行標定[5]，當SOC 低于或高于一定閾值時，立即直接閉鎖停止工作。但由于超級電容的內(nèi)阻較大，在大功率充放電過程中計算的SOC誤差較大，會導致出現(xiàn)設(shè)備頻繁啟停。此外，該拓撲結(jié)構(gòu)中，只要有一組超級電容柜的SOC 達到了設(shè)定的閉鎖閾值，上下2 組變換器都需閉鎖停止工作。而這2 組超級電容在制造和使用過程中必然會存在容量偏差，就會出現(xiàn)木桶短板效應(yīng)，使其儲存能力沒有被充發(fā)利用。針對以上問題，在考慮設(shè)備安全的前提下，設(shè)計了更適合的超級電容能量控制策略，具體如圖6 所示，整體由3 部分構(gòu)成：防超級電容SOC 誤判控制部分，如圖6（a）所示；輸出端2組超級電容均壓控制部分，如圖6（b）所示；輸入2組串聯(lián)變換器的均壓控制部分，如圖6（c）所示。再結(jié)合圖4（a）的總電壓控制環(huán)，可得到2 組變換器最終的電流給定為

圖6（a）中，在充電狀態(tài)下，超級電容的電壓限定值選擇0 狀態(tài)，以UC_max為控制目標；同理在放電狀態(tài)下，超級電容的電壓限定值選擇1 狀態(tài)，以UC_min為控制目標。為了避免超級電容充放電過程中由于其內(nèi)阻大而導致的誤判，設(shè)置滯環(huán)調(diào)節(jié)電壓ΔU，由超級電容最大允許電壓UC_max或最小允許電壓UC_min與超級電容實時電壓Uout_1、Uout_2做差，除以ΔU，再取絕對值并進行平均值濾波平滑控制抖動，得到電流給定限幅倍數(shù)，同時對該值限制在0～1，即正常工況不限制電流，可將最大電流限制到0。一般ΔU 取50 V 以內(nèi)，即當超級電容充放電到設(shè)定目標值的差值內(nèi)，該控制器的輸出小于1 起調(diào)節(jié)作用，對電流給定逐漸限幅，直到電壓超級電容充滿或放空到設(shè)定值，電流限幅輸出到0?？梢钥闯觯捎迷摽刂撇呗?，不論是充電還是放電狀態(tài)都適用，不需要進行控制環(huán)路的切換，且實現(xiàn)簡單可靠。

圖6 超級電容能量優(yōu)化控制策略拓撲Fig.6 Topology of super capacitor energy optimization control strategy

圖6（b）中，采用PI 調(diào)節(jié)器實現(xiàn)輸出超級電容的均壓，避免因為超級電容參數(shù)差異而導致的短板效應(yīng)。由于輸入側(cè)與輸出端能量守恒，因此在實現(xiàn)控制輸出端均壓的同時，必然會導致輸入側(cè)不均壓，此時輸入側(cè)就不能簡單地按照2 組均壓為控制目標。將圖6（b）超級電容側(cè)均壓控制器的輸出kvot_Equal作為輸入均壓控制調(diào)整系數(shù)，如圖6（c）所示，通過kvot_Equal控制輸入側(cè)Uin_1、Uin_2的均壓關(guān)系。理想情況下，超級電容參數(shù)完全一致，以相同的電流充放電，則Uout_1和Uout_2相等，kvot_Equal為0.5，即和常規(guī)的如圖4（b）所示的輸入均壓控制一致，控制輸入電壓Uin_1等于Uin_2。而在超級電容參數(shù)存在差異的情況下，由于控制超級電容端電壓Uout_1和Uout_2相等，但超級電容的充放電功率不一樣，此時需要對輸入電壓Uin_1和Uin_2進行差異化控制。同時考慮設(shè)備本身的安全，輸入側(cè)的不均壓程度需要控制在10%以內(nèi)，可通過對輸出均壓控制器的輸出kvot_Equal進行限幅實現(xiàn)。實際工程應(yīng)用中，2 組超級電容的參數(shù)差異性可以控制在10%以內(nèi)，因此輸入電壓的不均壓程度完全可以滿足設(shè)備安全運行工況要求。

3.3 系統(tǒng)總體控制

綜上所述，基于超級電容儲能的輸入串聯(lián)三支路交錯并聯(lián)BDC 的控制分為5 部分，即：輸入牽引網(wǎng)壓電壓外環(huán)、輸出超級電容均壓控制、防超級電容SOC 誤判控制、輸入側(cè)2 組串聯(lián)變換器的均壓控制、2 組變換器輸出電流及三并聯(lián)支路的均流控制。系統(tǒng)完整控制框圖如圖7 所示。

圖7 系統(tǒng)控制框圖Fig.7 Control block diagram of system

4 仿真和實驗驗證

4.1 仿真分析

為驗證上述方法的有效性，根據(jù)擬試制樣機的參數(shù)在Matlab/Sumlink 環(huán)境下搭建了軌道交通超級電容儲能系統(tǒng)的BDC 模型并進行仿真。樣機及仿真的參數(shù)如表1 所示。

表1 仿真及測試樣機的主要參數(shù)Tab.1 Main parameters of simulation and test prototype

仿真中，直流輸入側(cè)采用一個受控電流源模擬牽引功率的波動。理想條件下2 組超級電容完全相等，變換器輸入電容相等。模擬放電工況，Uref-Boost=1 660 V，直流輸入牽引網(wǎng)受控電流源給定為904 A，其輸入、輸出電壓波形如圖8 所示。模擬充電工況，Uref-Buck=1 720 V，直流輸入牽引網(wǎng)受控電流源給定為872 A，即保持直流牽引網(wǎng)側(cè)功率恒定為1.5 MW。其輸入、輸出電壓、電流波形如圖9 所示。由圖8 和圖9 可見，理想情況下，采用本文所提的系統(tǒng)均壓均流控制策略可保證輸入、輸出均壓及輸出均流。

圖8 超級電容放電工況穩(wěn)態(tài)仿真波形Fig.8 Steady-state simulation waveforms under super capacitor discharging conditions

圖9 超級電容充電工況穩(wěn)態(tài)仿真波形Fig.9 Steady-state simulation waveforms under super capacitor charging conditions

為了驗證圖6（a）所提超級電容SOC 誤判控制策略的有效性，以充電工況為例，其中ΔU 取30 V，UC_max取700 V，其仿真結(jié)果如圖10 所示。圖中，Uout1、Uout2以1 000 V 為基準進行了標幺化。裝置初始時以恒定電流給超級電容充電，當超級電容端口電壓達到670 V 時，控制器調(diào)節(jié)量mC1、mC2退飽和，起調(diào)節(jié)作用，自動限制充電電流，超級電容端口電壓越接近UC_max，調(diào)節(jié)量mC1、mC2越小，確保不會因超級電容內(nèi)阻過大而誤判提前退出充電狀態(tài)?？刂茖崿F(xiàn)簡單，且不需要進行輸入、輸出電壓控制環(huán)路的切換。

圖10 理想條件下超級電容SOC 控制策略仿真波形Fig.10 Simulation wimulation waveforms under super capacitor SOC control strategy and ideal conditions

針對實際工程應(yīng)用中，超級電容參數(shù)的差異性對系統(tǒng)影響，進行仿真分析。假定2 組超級電容的容量偏差為10%，超級電容初始電壓為440 V，最大允許電壓為700 V。輸入側(cè)采用常規(guī)均壓控制策略的仿真結(jié)果如圖11 所示，由圖可以看出，輸入電壓均壓，但由于第1 組超級電容的容量小10%，因此被更快地充滿到700 V。為了保證設(shè)備的安全，任意一組超級電容的電壓達到最大允許值時，裝置停止工作，整個單次充電周期內(nèi)充入到2 組超級電容的總電量為0.904 kW?h。

圖11 超級電容存在差異下常規(guī)SOC 控制策略仿真波形Fig.11 Simulation waveforms under conventional SOC control strategy with capacitance difference in super capacitors

在完全相同的工況下，采用本文所提超級電容能量優(yōu)化控制策略，其仿真結(jié)果如圖12 所示。由圖可見，整個充電過程分為4 個階段：0～t1階段，mC1、mC2恒為1，變換器控制超級電容端電壓相等，同時按照最大電流給超級電容恒流充電，輸入電壓不相等且不均壓程度逐漸增大；t1～t2階段，超級電容端電壓達到670 V，防過充或過放，mC1、mC2起作用，限制充電速率，同樣控制超級電容端電壓相等，輸入側(cè)不均壓程度繼續(xù)增大，直到輸入電壓單側(cè)達到最大允許限幅值；t2～t3階段，由于單組輸入電壓已達到最大限幅值，則控制輸入電壓的差值不再繼續(xù)擴大，超級電容端電壓也不再完全相等，直到某組超級電容端電壓先達到最大允許值，裝置停止工作，由于此階段充電電流已經(jīng)較小，因此超級電容端電壓的不平衡度較小，基本可以忽略；t3時刻之后，裝置處于熱待機狀態(tài)，輸入側(cè)通過均壓電阻調(diào)節(jié)一段時間后恢復均壓。整個單次充電周期內(nèi)可充入到2 組超級電容的總電量為1.159 kW?h，相比常規(guī)控制方法，可用電量提升了約28.2%。因此，在系統(tǒng)工程應(yīng)用中可減少因考慮超級電容柜容量差異而增配的預留容量，降低工程建設(shè)成本。

圖12 2 組超級電容存在差異下改進SOC 控制策略仿真波形Fig.12 Simulation waveforms under improved SOC control strategy with capacitance difference in two groups of super capacitors

4.2 實驗驗證

為進一步驗證以上控制策略的可行性，在開發(fā)的峰值功率為2 MW 的BDC 樣機上進行測試驗證，實驗平臺的接線圖如圖13 所示。直流側(cè)電壓由一套二重化串聯(lián)峰值功率2 MW 的四象限PWM 變換器模擬1 500 V 牽引網(wǎng)電壓波動。雙向DC-DC 變換器的硬件及控制參數(shù)和仿真模型一致，其中IGBT 采用英飛凌1 400 A/1 700 V 的FF1400R 17IP4 半橋模塊。儲能單元超級電容柜2 面，其中：超級電容模組采用國產(chǎn)某品牌，單個額定電容為62.5 F，額定電壓為144 V，直流內(nèi)阻約為16 mΩ；由6 個模組串聯(lián)組柜，等效額定電壓為864 V，等效容值為10.4 F，等效內(nèi)阻約為96 mΩ，實際使用中電容柜最高電壓限定在720 V 以內(nèi)。控制系統(tǒng)采用DSP+FPGA 的架構(gòu)，其中DSP 采用TI 公司最新雙核TMS320F28377D，F(xiàn)PGA 采 用ALTERA 公司的EP4C E15F17C8N，IGBT的PWM 控制信號采用光纖傳輸。

圖13 實驗測試平臺接線圖Fig.13 Wiring diagram of experimental test platform

由于受前端電網(wǎng)容量的限制，實驗測試中采用恒流方式給超級電容充放電，且將各并聯(lián)支路的最大給定充電電流限制為100 A。超級電容的充放電電壓工作區(qū)間為400～700 V。其實驗波形如圖14和圖15 所示，圖14 為充、放電過程中輸出超級電容端電壓和各支路電流波形，圖15 為2 組輸入電壓和各支路電流波形。可以看出，裝置首先工作在充電模式，在充電開始階段，各支路以恒定的電流給超級電容充電，當超級電容端電壓達到設(shè)定閾值，防過充過放控制器開始調(diào)節(jié)，充電電流逐漸變小，當超級電容完全充滿，設(shè)備進入熱待機；經(jīng)過小段熱待機時間后，轉(zhuǎn)為放電模式。放電過程和充電類似，先以恒流模式放電，當超級電容電壓達到設(shè)定放電限定閾值，放電速率逐漸變小，直到超級電容電壓放電到允許的最低值。從圖14 和圖15 可以看出，在整個充放電過程中，輸入輸出側(cè)均壓及各支路均流控制效果都較好。

圖14 充放電過程中輸出電壓、輸出電流及局部放大實驗波形Fig.14 Experimental waveforms of output voltage,output current and partial amplification during charging and discharging

圖15 充放電過程中輸入電壓、輸出電流及局部放大實驗波形Fig.15 Experimental waveforms of input voltage,output current and partial amplification during charging and discharging

5 結(jié)語

本文針對地鐵1 500 V 系統(tǒng)再生制動能量吸收利用基于超級電容儲能的輸入串聯(lián)三支路交錯并聯(lián)雙向DC-DC 變換器及其系統(tǒng)能量管理策略進行了研究，采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制方法。結(jié)合工程應(yīng)用提出了基于交流電網(wǎng)電壓的自適應(yīng)系統(tǒng)能量管理啟?？刂撇呗?，同時結(jié)合該拓撲結(jié)構(gòu)及超級電容的特點，對超級電容能量管理控制策略進行優(yōu)化，提升了超級電容的利用率。通過仿真和實驗驗證了本文所用控制策略及系統(tǒng)和超級電容能量管理策略的有效性，對基于超級電容儲能的地鐵再生制動能量吸收利用的工程實施具有一定參考價值。