一種適用于全橋LLC 變換器的共模噪聲抑制方法

劉 顏，張方華

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，南京211106）

為滿足傳導(dǎo)噪聲標(biāo)準(zhǔn)， 電磁干擾EMI（electro magnetic interference）濾波器被廣泛應(yīng)用于開(kāi)關(guān)功率變換器，而通常EMI 濾波器的體積占功率變換器的1/4 以上。研究變換器的共模CM（common mode）噪聲模型，并提出合適的共模噪聲抑制方法，能夠有效減小功率變換器的原始噪聲， 從而減小EMI濾波器的體積和重量，提高變換器的功率密度[1-4]。

現(xiàn)有文獻(xiàn)對(duì)變換器共模噪聲的抑制方法展開(kāi)了廣泛研究[5-7]。文獻(xiàn)[8]通過(guò)變壓器屏蔽繞組技術(shù)有效抑制了半橋LLC 變換器的共模噪聲，但變壓器屏蔽繞組會(huì)帶來(lái)額外的渦流損耗且增加了電路成本；文獻(xiàn)[9]建立了移相全橋變換器的共模噪聲模型，并通過(guò)無(wú)源抵消電路抑制變換器的共模噪聲，但該方法比較復(fù)雜，應(yīng)用困難；文獻(xiàn)[10]提出了變壓器的兩電容集總電容模型，并應(yīng)用于反激變換器的共模噪聲分析，簡(jiǎn)化了變換器的共模噪聲模型建立過(guò)程。

本文在文獻(xiàn)[10]的基礎(chǔ)上將兩電容模型應(yīng)用于全橋LLC 變換器， 建立了全橋LLC 變換器的共模噪聲模型，分析了變換器的共模噪聲源和共模噪聲耦合路徑，提出了一種共模噪聲抵消方法，有效抑制了全橋LLC 變換器的共模噪聲。 最后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了模型的準(zhǔn)確性和方法的有效性。

1 全橋LLC 變換器共模噪聲模型

1.1 共模噪聲分析方法

共模噪聲分析方法主要包括時(shí)域法和頻域法[11]。其中，時(shí)域法需要對(duì)變換器的關(guān)鍵寄生參數(shù)進(jìn)行提取，以模擬變換器的真實(shí)工作狀態(tài)，通過(guò)提取到的寄生參數(shù)搭建仿真電路模型，最終對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行傅里葉分析得到噪聲頻譜。時(shí)域法能夠比較準(zhǔn)確地預(yù)測(cè)噪聲頻譜，但是寄生參數(shù)提取復(fù)雜，仿真結(jié)果受仿真步長(zhǎng)限制且存在收斂問(wèn)題。頻域法通過(guò)分析變換器的共模噪聲源和共模噪聲傳播路徑，建立共模噪聲等效模型。 其核心是替代理論，即使用等效電壓源或電流源替代開(kāi)關(guān)器件。等效電壓源和電流源的波形與原始電路保持一致以保證變換器工作狀態(tài)不變。 變換器可能存在多種電壓源、電流源替代方案，此時(shí)需要選取合適的替代方法以簡(jiǎn)化共模噪聲的分析。使用替代理論時(shí)需要避免電壓源環(huán)路和電流源節(jié)點(diǎn)。 頻域法能夠直觀反映共模噪聲源、共模噪聲傳播路徑與共模噪聲頻譜之間的關(guān)系，但它的建模過(guò)程比較復(fù)雜。

本文采用的共模噪聲分析方法是頻域法。

1.2 共模噪聲源和共模噪聲傳播路徑

在直流輸入場(chǎng)合， 隔離功率變換器主要包括原邊電路、變壓器和副邊整流濾波電路。隔離功率變換器的傳導(dǎo)噪聲測(cè)試框圖如圖1 所示。圖中：線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)LISN（line impedance stabilization network）提供穩(wěn)定的50 Ω 阻抗用于測(cè)試傳導(dǎo)噪聲，同時(shí)給待測(cè)設(shè)備EUT（equipment under testing）提供一個(gè)干凈的供電電源；噪聲分離器用于分離出差共模噪聲；E-MI 接收機(jī)根據(jù)相關(guān)測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)掃描出10 kHz～10 MHz 范圍內(nèi)的傳導(dǎo)噪聲頻譜；SG、PE 分別代表副邊地和保護(hù)地，測(cè)試時(shí)變換器散熱器接保護(hù)地。

圖1 傳導(dǎo)噪聲測(cè)試框圖Fig. 1 Block diagram of conducted noise measurement

圖2 給出了全橋LLC 變換器共模噪聲的主要傳播路徑。 圖中：Q1～Q4組成逆變橋臂；諧振電容Cr1和Cr2、諧振電感Lr1和Lr2均大小相等，且關(guān)于變壓器兩側(cè)對(duì)稱(chēng)分布以抵消共模噪聲[9-10]；諧振電容、諧振電感和勵(lì)磁電感Lm組成諧振網(wǎng)絡(luò)。副邊同步整流管SR1、SR2和輸出電容Cf組成全波整流濾波電路。

圖2 全橋LLC 變換器共模噪聲傳播路徑Fig. 2 CM noise propagation path of full-bridge LLC converter

開(kāi)關(guān)器件在高頻動(dòng)作時(shí)， 漏極電位迅速變化，所產(chǎn)生的高dv/dt 脈沖是共模噪聲源。 共模噪聲源通過(guò)變換器對(duì)地的寄生電容產(chǎn)生較大的位移電流，即共模噪聲電流。 在隔離變換器中，共模噪聲主要通過(guò)開(kāi)關(guān)管漏極對(duì)散熱器的寄生電容以及變壓器原副邊繞組間的寄生電容進(jìn)行傳播。

全橋LLC 變換器原副邊共4 個(gè)具有高dv/dt 的電壓跳變節(jié)點(diǎn)， 包括原邊橋臂中點(diǎn)電壓VA和VB、同步整流管漏極電壓VSR1和VSR2。 CpA、CpB分別是橋臂中點(diǎn)A、B 到散熱器的寄生電容，Cps是變壓器原邊到副邊的寄生電容，Cs1、Cs2分別是SR1、SR2到散熱器到寄生電容，Cs是副邊地到散熱器的寄生電容。 考慮到器件封裝和安裝工藝相同，可認(rèn)為CpA=CpB，Cs1=Cs2。 由于VSR1和VSR2幅值相同、相位相反，所以這2 個(gè)噪聲源產(chǎn)生的共模噪聲相互抵消。

變換器的共模噪聲傳播路徑在圖2 中的虛線框內(nèi)標(biāo)出，主要包括原邊橋臂中點(diǎn)經(jīng)開(kāi)關(guān)管漏極對(duì)散熱器的寄生電容流入LISN， 原邊橋臂中點(diǎn)經(jīng)變壓器原、副邊繞組間寄生電容以及副邊對(duì)散熱器寄生電容流入LISN。

1.3 共模噪聲模型

對(duì)全橋LLC 變換器使用替代理論得到變換器共模噪聲模型。 為簡(jiǎn)化分析，在替代過(guò)程中盡量避免電壓源環(huán)路和電流源節(jié)點(diǎn)。 將Q3、Q4、Cr1、Cr2、Lr1和Lr2替換成相應(yīng)的電壓源； 因輸入、 輸出電容較大，在傳導(dǎo)噪聲頻率范圍可視為短路；LISN 等效為25 Ω 阻抗；變壓器采用兩電容集總電容模型，使用Cae、Cbe替代變壓器原、 副邊繞組間寄生電容Cps，同時(shí)將變壓器繞組等效為受控電壓源或受控電流源；為避免電壓源環(huán)路， 將Q1、Q2、SR1、SR2等效為電流源，最終得到全橋LLC 變換器的共模噪聲模型，如圖3 所示。

使用疊加定理對(duì)全橋LLC 變換器的共模噪聲等效模型進(jìn)行簡(jiǎn)化，如圖4 所示。 當(dāng)僅考慮電流源激勵(lì)時(shí)，將電壓源視為短路。 由圖4（a）可以看到，電流源iQ1、iQ2被短路，受控電壓源vab被短路，則副邊電流源iSR1、iSR2被短路，即所有電流源都被短路，對(duì)共模噪聲沒(méi)有影響。 當(dāng)僅考慮電壓源激勵(lì)時(shí)，將電流源視為開(kāi)路，通過(guò)圖4（b）可以看到，副邊繞組電流is1、is2為0， 則原邊受控電流源為0。 通過(guò)圖4（b）最終得到簡(jiǎn)化后的變換器共模噪聲模型，如圖5 所示。

圖3 全橋LLC 變換器共模噪聲模型Fig. 3 CM noise model of full-bridge LLC converter

圖4 全橋LLC 變換器共模噪聲模型的簡(jiǎn)化Fig. 4 Simplification of CM noise model of full-bridge LLC converter

圖5 簡(jiǎn)化后的全橋LLC 變換器共模噪聲模型Fig. 5 CM noise model of full-bridge LLC converter after simplification

2 基于平衡電容的共模噪聲抵消方法

在本文設(shè)計(jì)中， 全橋LLC 變換器開(kāi)環(huán)定頻控制， 原邊橋臂中點(diǎn)電壓VA、VB互補(bǔ)。 由于Cr1=Cr2、Lr1=Lr2，所以vCr1=vCr2、vLr1=vLr2。

通過(guò)簡(jiǎn)化后的變換器共模噪聲模型可以看到，當(dāng)Cae=Cbe時(shí)， 噪聲源va、vb產(chǎn)生的共模噪聲可以相互抵消。 但實(shí)際應(yīng)用中， 由于繞組排布等問(wèn)題，Cae不等于Cbe， 因此可以通過(guò)添加平衡電容的方法實(shí)現(xiàn)共模噪聲的抵消。

為了得到平衡電容，需要對(duì)變壓器的寄生電容參數(shù)進(jìn)行提取。 以本文采用的2 電容模型為例：第1 步將變壓器原邊及副邊繞組短路，通過(guò)阻抗分析儀測(cè)得原副邊繞組的層間結(jié)構(gòu)電容Co；第2 步使用信號(hào)發(fā)生器在原邊繞組側(cè)施加激勵(lì)vab以模擬變壓器實(shí)際工作時(shí)的電勢(shì)分布；第3 步通過(guò)示波器測(cè)量變 壓 器 端 點(diǎn)a 與e 以 及e 與b 之 間 的 電 壓vae、veb?？紤]示波器探頭的寄生電容Cprobe，可以得到

根據(jù)式（1）和式（2）即可得到變壓器的寄生電容參數(shù)，進(jìn)而求得平衡電容的容值。需要注意：在定義了電勢(shì)差和位移電流的參考方向后，集總電容可能存在負(fù)值。本文中定義端點(diǎn)電壓與激勵(lì)電壓同相時(shí)，寄生電容為正，反之則為負(fù)。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證全橋LLC 變換器的共模噪聲模型以及上文所提共模噪聲抵消方法，研制了一臺(tái)輸入電壓270 V、 輸出電壓33.75 V 和功率為3 kW 的全橋LLC 變換器。 其中，fs=400 kHz，Lm=24 μH，Lr1=Lr2=300 nH，Cr1=Cr2=130 nF，變壓器原副邊匝比為8∶1∶1。

使用阻抗分析儀測(cè)得變壓器原副邊寄生電容Co為1 070 pF， 示波器探頭寄生電容Cprobe為10.6 pF。在原邊繞組施加頻率400 kHz、 幅值4.58 V 的正弦激勵(lì)，測(cè)得vae、veb的幅值和相位如表1 所示。 根據(jù)式（1）和式（2）計(jì)算得到Cae、Cbe分別為512 pF、557 pF。

表1 變壓器寄生電容提取Tab. 1 Extraction of transformer’s parasitic capacitances

根據(jù)共模噪聲抵消原理，在端點(diǎn)a 與e 之間并聯(lián)一個(gè)44 pF 的平衡電容。 圖6 給出了實(shí)驗(yàn)測(cè)得的添加平衡電容前后變換器的共模噪聲，圖中黑色曲線為L(zhǎng)LC 變換器原始噪聲， 灰色曲線為添加平衡電容后的變換器噪聲。

由圖6 可以看到： 添加平衡電容后，400 kHz頻率處的共模噪聲幅值由96.01 dBμV 衰減至76.47 dBμV，衰減幅值達(dá)到19.54 dBμV；其余頻點(diǎn)的噪聲均有2～10 dBμV 的衰減。 實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了共模噪聲模型的準(zhǔn)確性以及共模噪聲抵消方法的有效性。

圖6 添加平衡電容前后變換器共模噪聲Fig. 6 CM noise of the converter before and after adding a balance capacitor

4 結(jié)語(yǔ)

本文通過(guò)頻域分析法，運(yùn)用替代理論建立了全橋LLC 變換器的共模噪聲模型，并通過(guò)疊加定理對(duì)噪聲模型進(jìn)行簡(jiǎn)化?；诤?jiǎn)化后的變換器共模噪聲模型，提出了一種基于平衡電容的共模噪聲抵消方法。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所建立模型的準(zhǔn)確性以及所提方法的可行性。