一種新體制的高頻地波雷達(dá)設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

楊 釗，吳雄斌，張 蘭

(武漢大學(xué)電子信息學(xué)院，湖北武漢 430072)

0 引言

高頻地波雷達(dá)可以實(shí)現(xiàn)對(duì)視距外海洋狀態(tài)和海上目標(biāo)的大范圍、高精度和全天候的實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)[1]，因此，高頻地波雷達(dá)在海洋監(jiān)測(cè)和國(guó)防等領(lǐng)域具有獨(dú)特的應(yīng)用前景和優(yōu)勢(shì)，成為了立體化海洋信息監(jiān)測(cè)的重要工具之一。

現(xiàn)有的高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)根據(jù)天線(xiàn)布置的不同，常被分為緊湊型和陣列型。緊湊型高頻地波雷達(dá)具有代表性的是CODAR公司開(kāi)發(fā)的SeaSonde系統(tǒng)[2]，該系統(tǒng)利用便攜式小型化的接收天線(xiàn)，可以靈活地部署在復(fù)雜的地形中。陣列型雷達(dá)系統(tǒng)比較有代表性的有德國(guó)的WERA[3]雷達(dá)系統(tǒng)和國(guó)內(nèi)武漢大學(xué)的OSMAR系列雷達(dá)[4]等。與緊湊型雷達(dá)相比，陣列型高頻地波雷達(dá)可以獲得更高的方位角分辨率，能夠更好地進(jìn)行復(fù)雜海況監(jiān)測(cè)和目標(biāo)檢測(cè)等，但是其接收陣列往往較大，尤其是在對(duì)探測(cè)目標(biāo)方位分辨率要求比較高的應(yīng)用場(chǎng)合，連接天線(xiàn)和接收機(jī)之間的電纜有時(shí)需要數(shù)百米長(zhǎng)。這會(huì)產(chǎn)生兩個(gè)問(wèn)題：第一，長(zhǎng)電纜使雷達(dá)變得非?！俺林亍鼻壹茉O(shè)困難，從而造成雷達(dá)站選址難，雷達(dá)部署所需時(shí)間長(zhǎng)、維護(hù)成本很高，非常不利于雷達(dá)的應(yīng)用與推廣。第二，過(guò)長(zhǎng)的電纜可能會(huì)導(dǎo)致回波信號(hào)的衰減，降低了接收信號(hào)的信噪比，從而縮小雷達(dá)的最大探測(cè)距離。因此，改變陣列式雷達(dá)的應(yīng)用難題，研究一種新體制的系統(tǒng)使陣列式雷達(dá)變得輕便、靈活，使其能夠更好地適應(yīng)環(huán)境需求，具有重要的意義和價(jià)值。

雖然地波雷達(dá)在去電纜方面的研究較少，但是在其他領(lǐng)域有過(guò)相關(guān)研究，如機(jī)載雷達(dá)中把接收前端從接收系統(tǒng)物理位置中分離出來(lái)直接與饋線(xiàn)連接，大大縮短X波段饋線(xiàn)波導(dǎo)長(zhǎng)度，從而減小饋線(xiàn)系統(tǒng)損耗[5]；在互聯(lián)汽車(chē)領(lǐng)域，也存在很長(zhǎng)的射頻同軸電纜可能導(dǎo)致噪聲系數(shù)和信號(hào)損耗增大的問(wèn)題，設(shè)計(jì)者通過(guò)使得射頻前端放置得更靠近天線(xiàn)，減少電纜長(zhǎng)度，從而減少電纜帶來(lái)的插入損耗，提高系統(tǒng)信噪比[6]。對(duì)于數(shù)據(jù)傳輸問(wèn)題，各類(lèi)無(wú)線(xiàn)通信技術(shù)近年在雷達(dá)系統(tǒng)中得到應(yīng)用，基于WiFi的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)在多線(xiàn)激光雷達(dá)系統(tǒng)的應(yīng)用[7]，考慮使用無(wú)線(xiàn)網(wǎng)橋來(lái)實(shí)現(xiàn)無(wú)線(xiàn)傳輸[8]，用來(lái)解決去掉長(zhǎng)電纜之后帶來(lái)的數(shù)據(jù)傳輸?shù)膯?wèn)題。

本文提出了一種新體制的高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)，該系統(tǒng)將多通道接收機(jī)分為多個(gè)裝配在接收機(jī)天線(xiàn)附近的獨(dú)立的單通道接收單元，該系統(tǒng)可以突破電纜的束縛，系統(tǒng)輕便靈活，方便在復(fù)雜環(huán)境下的應(yīng)用和推廣。

1 新體制雷達(dá)設(shè)計(jì)思路和整體方案

傳統(tǒng)的高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)通常由收發(fā)天線(xiàn)、多通道接收機(jī)、發(fā)射機(jī)、上位機(jī)和電纜等部分組成[9]。發(fā)射端，由多通道接收機(jī)產(chǎn)生發(fā)射信號(hào)，經(jīng)發(fā)射機(jī)進(jìn)行功率放大后通過(guò)電纜傳送到天線(xiàn)輻射出去；接收端，海面/目標(biāo)等的回波信號(hào)經(jīng)天線(xiàn)進(jìn)入接收通道，首先經(jīng)過(guò)接收電纜進(jìn)入多通道接收機(jī)的射頻前端，經(jīng)放大、濾波和解調(diào)等一系列處理后的基帶信號(hào)傳送至上位機(jī)進(jìn)行后續(xù)的反演。

傳統(tǒng)的高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)示意圖如圖1(a)所示，多通道接收機(jī)、發(fā)射機(jī)和上位機(jī)往往位于雷達(dá)站的室內(nèi)或者專(zhuān)用的設(shè)備倉(cāng)內(nèi)，收發(fā)天線(xiàn)架設(shè)在海邊，便于檢測(cè)海洋目標(biāo)和海洋狀態(tài)，天線(xiàn)和接收機(jī)、發(fā)射機(jī)之間用電纜連接。而對(duì)于高精度相控陣高頻雷達(dá)，例如WERA雷達(dá)系統(tǒng)，天線(xiàn)陣列龐大，所需的電纜數(shù)量較多，長(zhǎng)度較長(zhǎng)，雖然MIMO技術(shù)的應(yīng)用可以在保持天線(xiàn)口徑的前提下減少天線(xiàn)的數(shù)量[10]，但仍無(wú)法避免長(zhǎng)電纜的使用。

為了滿(mǎn)足快速部署和靈活移動(dòng)雷達(dá)的要求，需要對(duì)傳統(tǒng)雷達(dá)結(jié)構(gòu)需要進(jìn)行一定程度的改進(jìn)。因此，本文提出一種新體制的高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)，如圖1(b)所示。該系統(tǒng)將多通道接收機(jī)分為多個(gè)裝配在接收機(jī)天線(xiàn)附近的獨(dú)立的單通道接收單元，將收發(fā)天線(xiàn)、單通道接收單元和發(fā)射機(jī)組成一個(gè)獨(dú)立收發(fā)單元，根據(jù)所設(shè)計(jì)的天線(xiàn)陣型來(lái)確定收發(fā)單元的數(shù)量和配置方式，雷達(dá)參數(shù)配置和數(shù)據(jù)傳輸均以無(wú)線(xiàn)傳輸?shù)姆绞竭M(jìn)行。這樣可以讓接收機(jī)射頻前端盡可能地接近天線(xiàn)，大大縮短發(fā)射和接收電纜的長(zhǎng)度。

(a) 傳統(tǒng)體制

與之前的探測(cè)結(jié)構(gòu)相比較，新體制高頻地波雷達(dá)需要解決兩個(gè)主要問(wèn)題：第一，同步問(wèn)題，即每個(gè)獨(dú)立收發(fā)單元之間需要統(tǒng)一的時(shí)鐘標(biāo)準(zhǔn)的問(wèn)題；第二，數(shù)據(jù)傳輸問(wèn)題去掉電纜之后，單通道接收單元和上位機(jī)相隔較遠(yuǎn)，如何實(shí)現(xiàn)有效的數(shù)據(jù)傳輸。為此，對(duì)原接收機(jī)進(jìn)行升級(jí)改造，各收發(fā)單元之間使用GPS/北斗時(shí)鐘同步模塊進(jìn)行時(shí)間和時(shí)鐘的同步，數(shù)據(jù)通過(guò)無(wú)線(xiàn)網(wǎng)橋進(jìn)行無(wú)線(xiàn)傳輸。

2 單通道接收單元各模塊設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

在新體制下，原來(lái)的多通道接收機(jī)被分離成一個(gè)個(gè)獨(dú)立的單通道收發(fā)單元，通過(guò)它們的組陣、組網(wǎng)完成探測(cè)，因此其性能將直接影響系統(tǒng)最終的探測(cè)性能。單通道收發(fā)單元整體設(shè)計(jì)框圖如圖2所示。

圖2 單通道收發(fā)單元整體設(shè)計(jì)框圖

每個(gè)收發(fā)單元系統(tǒng)由接收模塊、發(fā)射模塊、收發(fā)天線(xiàn)、時(shí)鐘同步模塊和數(shù)據(jù)傳輸模塊等組成，其中接收模塊對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行處理，發(fā)射模塊產(chǎn)生雷達(dá)發(fā)射波形，天線(xiàn)采用收發(fā)共用天線(xiàn)，通過(guò)收發(fā)開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)信號(hào)分時(shí)發(fā)射和接收，時(shí)鐘同步模塊確保各個(gè)收發(fā)單元時(shí)鐘同步，數(shù)據(jù)傳輸模塊完成收發(fā)單元和上位機(jī)之間雷達(dá)參數(shù)配置和采樣數(shù)據(jù)傳輸?shù)取?/p>

2.1 接收模塊設(shè)計(jì)

接收模塊的功能對(duì)接收到的雷達(dá)回波信號(hào)進(jìn)行濾波、放大和采樣。如圖3所示，接收天線(xiàn)接收到雷達(dá)回波信號(hào)，經(jīng)過(guò)由脈沖控制的收發(fā)開(kāi)關(guān)SA630，具有60 dB的隔離度，使用帶通濾波器進(jìn)行濾波，再由低噪聲放大器GALI-52進(jìn)行固定增益放大再經(jīng)帶通濾波器后由AD8331程控放大器調(diào)整信號(hào)幅度，送入ADS5562采樣芯片進(jìn)行采樣，采樣芯片最高采樣速率為80 MHz，有效位數(shù)是16 bit，在3 MHz輸入時(shí)無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍為85 dBc，能夠很好地實(shí)現(xiàn)接收模塊采樣。

圖3 接收模塊具體實(shí)現(xiàn)框圖

采樣后的數(shù)字信號(hào)在FPGA中進(jìn)行數(shù)字下變頻(Digital Down Converter, DDC)處理。通過(guò)數(shù)字混頻實(shí)現(xiàn)去載去斜，然后通過(guò)濾波抽取得到滿(mǎn)足信號(hào)處理實(shí)時(shí)性要求的低速數(shù)字信號(hào)[11]，濾波器調(diào)用FPGA內(nèi)部的IP core實(shí)現(xiàn)，三級(jí)CIC濾波器級(jí)聯(lián)實(shí)現(xiàn)3 000倍抽取，經(jīng)過(guò)DDC之后得到I、Q兩路正交信號(hào)，之后通過(guò)兩次FFT得到多普勒譜結(jié)果。

2.2 發(fā)射信號(hào)合成模塊設(shè)計(jì)

發(fā)射信號(hào)合成模塊的功能是根據(jù)上位機(jī)軟件設(shè)置的雷達(dá)波形參數(shù)，產(chǎn)生雷達(dá)發(fā)射所需的波形。圖4為發(fā)射通道的結(jié)構(gòu)框圖，上位機(jī)通過(guò)軟件可以設(shè)置接收機(jī)的工作模式和頻率，設(shè)置的參數(shù)通過(guò)無(wú)線(xiàn)傳輸?shù)紽PGA，F(xiàn)PGA控制DDS芯片AD9910產(chǎn)生所設(shè)置頻率的波形，之后經(jīng)過(guò)兩級(jí)濾波和一級(jí)放大，經(jīng)過(guò)收發(fā)開(kāi)關(guān)控制，成為發(fā)射信號(hào)。

圖4 發(fā)射信號(hào)合成模塊框圖

發(fā)射波形為線(xiàn)性調(diào)頻中斷連續(xù)波(Frequency Modulated Interrupted Continuous Wave，F(xiàn)MICW)，可以進(jìn)行上掃頻或下掃頻。DDS芯片選用AD9910，14 bit、1 GSPS的直接數(shù)字頻率合成器產(chǎn)生需要的波形，通過(guò)SPI總線(xiàn)可以由FPGA直接對(duì)芯片進(jìn)行配置，數(shù)字斜坡調(diào)制模式配置簡(jiǎn)單，斜坡采用數(shù)字化生成，輸出分辨率為32 bit，可以對(duì)頻率、相位或振幅進(jìn)行編程，同時(shí)可以控制上掃頻或是下掃頻波形的產(chǎn)生，斜坡的上下限值、頻率步長(zhǎng)和步進(jìn)速率都可以單獨(dú)控制，這使得雷達(dá)信號(hào)的產(chǎn)生更加快捷靈活。

2.3 時(shí)鐘同步模塊設(shè)計(jì)

GPS同步模塊。時(shí)鐘同步模塊接收GPS/北斗衛(wèi)星信號(hào)，提供高精度的10 MHz同步時(shí)鐘以及高精度的秒脈沖信號(hào)，作為每個(gè)收發(fā)單元的外同步源，為每個(gè)收發(fā)單元提供穩(wěn)定的時(shí)鐘參考，保證各個(gè)收發(fā)單元之間的時(shí)鐘和時(shí)間同步。在該模式下，系統(tǒng)通過(guò)GPS時(shí)間信息同步各個(gè)接收單元的時(shí)間，利用GPS秒脈沖和恒溫晶振生成同步脈沖信號(hào)和同步時(shí)鐘，一方面，基于同步時(shí)鐘和秒脈沖信號(hào)產(chǎn)生控制各個(gè)接收單元收發(fā)的發(fā)射脈沖TP，接收脈沖TB，確保在收發(fā)共置的工作模式下各個(gè)收發(fā)模塊均可以正常工作，確保多臺(tái)雷達(dá)之間不會(huì)由于發(fā)射接收不同時(shí)而導(dǎo)致設(shè)備損壞；另一方面，通過(guò)每秒同步來(lái)保證發(fā)射波形相位之間的一致性。

時(shí)鐘同步模塊的時(shí)頻同步精度對(duì)系統(tǒng)性能有較大的影響，時(shí)頻不完全同步會(huì)造成多普勒譜展寬和收發(fā)單元間的通道不一致。因此，每個(gè)收發(fā)單元均選用同一款高精度時(shí)鐘同步模塊，采用GPS/北斗頻率測(cè)控技術(shù)，授時(shí)精度<30 ns，10 MHz頻率輸出日平均穩(wěn)定度<1×10-12，實(shí)時(shí)準(zhǔn)確度可達(dá)5×10-10。

圖5是鎖定狀態(tài)下兩個(gè)時(shí)鐘同步模塊秒脈沖穩(wěn)定度數(shù)據(jù)觀(guān)測(cè)結(jié)果，可以看出兩個(gè)秒脈沖上升沿時(shí)差是緩慢變化的，最大變化為3 min變化30 ns，變化率約為每秒0.17 ns，相對(duì)于高頻雷達(dá)幾百ms的掃頻周期Tr，這個(gè)量很小，可以忽略不計(jì)，即對(duì)距離譜沒(méi)有明顯影響。在多普勒域，對(duì)應(yīng)于10 MHz的載波所帶來(lái)的相位變化為0.6°，最大附加多普勒頻移為1/(1 200πTr)，Tr為掃頻周期，在雷達(dá)相干積累周期個(gè)數(shù)低于1 200π時(shí)，時(shí)間同步誤差所帶來(lái)的多普勒頻移小于多普勒分辨率，也可以忽略不計(jì)。但是同步精度和信號(hào)不同源等原因所帶來(lái)的收發(fā)單元間的通道不一致性會(huì)對(duì)目標(biāo)的方位估計(jì)產(chǎn)生影響，需要后續(xù)通過(guò)船只AIS數(shù)據(jù)或者應(yīng)答器作為輔助源進(jìn)行矯正。

圖5 秒脈沖穩(wěn)定度測(cè)試結(jié)果

2.4 數(shù)據(jù)傳輸模塊設(shè)計(jì)

數(shù)據(jù)傳輸模塊實(shí)現(xiàn)FPGA和上位機(jī)之間的無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸，考慮到陣列口徑和接收機(jī)采樣數(shù)據(jù)率，要求無(wú)線(xiàn)傳輸距離至少要在100 m以上，數(shù)據(jù)率不高于20 Mbit/s，因此采用基于無(wú)線(xiàn)網(wǎng)橋的百兆無(wú)線(xiàn)網(wǎng)傳輸技術(shù)。

具體實(shí)現(xiàn)方式為FPGA芯片通過(guò)GMII接口和電路板上的Gigabit PHY芯片88E1111通信，將數(shù)據(jù)打包，再由Gigabit PHY芯片把數(shù)據(jù)通過(guò)無(wú)線(xiàn)傳輸模塊傳輸給無(wú)線(xiàn)網(wǎng)橋，通過(guò)無(wú)線(xiàn)方式傳輸給上位機(jī)，通信協(xié)議采用 UDP(User Datagram Protocol，UDP)通信協(xié)議?？紤]到陣列式雷達(dá)陣列口徑，因此無(wú)線(xiàn)傳輸距離至少要在100 m以上，該無(wú)線(xiàn)網(wǎng)橋提供20 dBm的發(fā)射功率，可以有效地確保隔離和分集接收，有效傳輸距離超過(guò)5 km，可以滿(mǎn)足系統(tǒng)要求，數(shù)據(jù)傳輸模塊框圖如圖6所示。

圖6 數(shù)據(jù)傳輸模塊框圖

通信用的無(wú)線(xiàn)網(wǎng)橋天線(xiàn)是雙極化定向天線(xiàn)，工作頻段為5.8 GHz，總帶寬為900 MHz，不同的無(wú)線(xiàn)鏈路占用不同的信道，無(wú)線(xiàn)網(wǎng)橋會(huì)對(duì)信道進(jìn)行偵測(cè)，動(dòng)態(tài)分配，因此各單元通信之間不會(huì)產(chǎn)生干擾。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

3.1 收發(fā)單元射頻前端性能測(cè)試

射頻前端的技術(shù)指標(biāo)主要包括通道增益、靈敏度、動(dòng)態(tài)范圍[12]等。

增益測(cè)試進(jìn)行三次以確保結(jié)果準(zhǔn)確性，得到輸出信號(hào)功率分別是-41.5，-41.4和-41.5 dBm，取三次平均值，得到輸入7 MHz信號(hào)時(shí)射頻前端增益為35 dB。

靈敏度測(cè)試使用外部信號(hào)源，信號(hào)源信號(hào)的大小為-40 dBm，經(jīng)過(guò)70 dB衰減器衰減，輸入射頻前端的信號(hào)大小為-110 dBm，此時(shí)為最小輸入信號(hào)，使用MATLAB處理采樣后的信號(hào)，結(jié)果如圖7(a)所示。可以看出，信號(hào)為7 MHz，信號(hào)高于底噪10 dBm，因此模擬前端的靈敏度為-110 dBm。

圖7 模擬前端靈敏度動(dòng)態(tài)范圍測(cè)試

經(jīng)過(guò)測(cè)試，射頻前端的最大不失真信號(hào)為 -40 dBm，如圖7(b)所示，因此射頻前端的動(dòng)態(tài)范圍為70 dB。

3.2 閉環(huán)測(cè)試結(jié)果

在閉環(huán)測(cè)試中，掃頻信號(hào)是由發(fā)射模塊產(chǎn)生并通過(guò)衰減器輸入到接收模塊，該信號(hào)設(shè)置了時(shí)間延遲以模擬90 km處的目標(biāo)回波，根據(jù)實(shí)際波形來(lái)測(cè)試系統(tǒng)的最小可檢測(cè)信號(hào)。測(cè)試條件為：發(fā)射使用7 MHz掃頻信號(hào)，掃頻帶寬為30 kHz，掃頻周期設(shè)置為125 ms，給出閉環(huán)距離譜的結(jié)果如圖8所示。

圖8 7 MHz掃頻信號(hào)閉環(huán)距離譜

由圖8可看出,回波在第18距離元，距離分辨率為5 km，和預(yù)設(shè)目標(biāo)位置一致。此外，在不計(jì)入相干積累增益的前提下，在最低可檢測(cè)信噪比設(shè)為10 dB時(shí)，接收機(jī)工作于7 MHz掃頻時(shí)最小可檢測(cè)電平為-125 dBm。

閉環(huán)測(cè)試結(jié)果表明接收機(jī)的各模塊均工作正常，可以完成距離和多普勒譜信息的測(cè)量，進(jìn)行相應(yīng)的現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

3.3 現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證新體制雷達(dá)系統(tǒng)的性能，2019年10月在福建省龍海地波雷達(dá)站進(jìn)行了現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)。雷達(dá)發(fā)射7.5 MHz的調(diào)頻掃頻中斷連續(xù)波，掃頻周期125 ms，掃頻帶寬30 kHz，相位偏置設(shè)置315°，對(duì)應(yīng)多普勒譜上位置為-1 Hz，單通道發(fā)射功率為200 W左右。

得到的單根天線(xiàn)回波譜圖如圖9(a)所示，相干積累時(shí)間為5 min，該回波譜中心位置多普勒頻率為-1 Hz，與設(shè)置相符合，位于中心兩邊的是一階海洋回波，雷達(dá)可探測(cè)到200 km處的海洋回波，在多普勒頻率為-0.9 Hz，距離為40 km的位置可以看到疑似目標(biāo)信息。

圖9 雷達(dá)回波多普勒譜

此外，用兩個(gè)單通道收發(fā)單元進(jìn)行了兩路發(fā)射兩路接收實(shí)驗(yàn)，兩個(gè)單通道設(shè)備用GPS進(jìn)行時(shí)頻同步，發(fā)射功率為100 W左右，發(fā)射信號(hào)進(jìn)行了相位調(diào)制，兩路收發(fā)單元由GPS同步模塊進(jìn)行時(shí)鐘和時(shí)間的同步，得到的回波譜圖如圖9(b)所示。左邊回波譜中心位置多普勒頻率為-2 Hz，右邊回波譜中心位置多普勒頻率為1 Hz，與設(shè)置相符合，并無(wú)明顯的偏移和明顯多普勒譜展寬。結(jié)果表明，通過(guò)GPS同步的收發(fā)單元可以接收到兩路發(fā)射的回波信號(hào)，多普勒回波譜清晰可區(qū)分，該結(jié)果也論證了由多個(gè)收單元進(jìn)行組陣和組網(wǎng)探測(cè)的可行性。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)傳統(tǒng)地波雷達(dá)探測(cè)中因雷達(dá)系統(tǒng)與天線(xiàn)陣列之間的長(zhǎng)連接電纜限制而導(dǎo)致的一系列問(wèn)題，提出了一種新體制的雙頻高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)。在完成單通道接收單元設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)后，通過(guò)閉環(huán)實(shí)驗(yàn)測(cè)試了系統(tǒng)的性能，并通過(guò)海邊現(xiàn)場(chǎng)實(shí)驗(yàn)對(duì)整個(gè)單通道收發(fā)單元進(jìn)行了檢測(cè)，得到了穩(wěn)定的海洋回波和目標(biāo)信息。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在新的體制和設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)下，單通道收發(fā)單元各方面的性能指標(biāo)達(dá)到預(yù)期，為進(jìn)行后續(xù)的基于該收發(fā)單元的組陣、組網(wǎng)實(shí)驗(yàn)奠定了基礎(chǔ)。