一種三相降壓型諧波注入整流器控制策略研究

賈強(qiáng)，亓迎川，王棟，張豐

（1.空軍預(yù)警學(xué)院，湖北 武漢430019；2.中國人民解放軍94782部隊(duì)，浙江 杭州310000）

在工業(yè)裝備、應(yīng)用及生活用電中，各供配電系統(tǒng)基本都是將工頻三相380 V交流電進(jìn)行整流后使用[1-2]，而前級(jí)整流部分大多都采用三相橋式不控整流電路作為基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)，結(jié)合升壓型變換器構(gòu)成升壓型功率因數(shù)校正（power factor correction，PFC）電路進(jìn)行整流[3-4]。三相橋式不控整流電路較強(qiáng)的非線性特性給微電網(wǎng)帶來了非常嚴(yán)重的諧波污染，尤其對(duì)油機(jī)供電系統(tǒng)等對(duì)諧波電流敏感度較高的小容量供電系統(tǒng)影響巨大[5]；同時(shí)升壓型PFC電路又對(duì)后級(jí)變換電路的開關(guān)管應(yīng)力要求較高，使開關(guān)管選型困難，且成本上升[6]。

針對(duì)以上迫切的應(yīng)用需求，降壓型PFC電路越來越受到國內(nèi)外學(xué)者的關(guān)注，尤其對(duì)于三相PFC電路，更是研究的熱點(diǎn)，因此也衍生出了許多三相降壓型PFC電路拓?fù)洹ＶC波電流注入型電路作為近幾年新提出的三相降壓型PFC電路拓?fù)?，其主要是利用中點(diǎn)電流回注方式實(shí)現(xiàn)電流補(bǔ)償，由于其具有效率高、損耗小、控制簡單且后級(jí)電路電壓應(yīng)力較小等優(yōu)點(diǎn)而受到國內(nèi)外學(xué)者的關(guān)注[7-8]。

文獻(xiàn)[9-10]介紹了一種新型三相降壓型諧波注入整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要具有以下幾方面優(yōu)點(diǎn)：1）在大大提高功率因數(shù)、降低諧波含量的同時(shí)，能降低輸出電壓紋波；2）降壓型電路拓?fù)?，輸出電壓較低可控，對(duì)后級(jí)應(yīng)用電路開關(guān)管電壓應(yīng)力要求較低，大大降低了后級(jí)電路的應(yīng)用成本；3）只有兩只高頻開關(guān)管，電路熱損耗較低，對(duì)散熱器要求較低，整體體積較小，可高度集成。文獻(xiàn)[11-13]分別在上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上提出了隔離型、雙向型、交錯(cuò)型三類三相降壓型諧波注入整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。隔離型拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)了輸入輸出隔離，且可通過調(diào)節(jié)變壓器變比來調(diào)節(jié)輸出電壓，但損耗較嚴(yán)重，效率較低；雙向型拓?fù)淠軌驅(qū)崿F(xiàn)能量AC-DC和DC-AC的雙向流動(dòng)，但可控功率器件較多，且需單獨(dú)控制，控制較為復(fù)雜；交錯(cuò)型拓?fù)涫菍蓚€(gè)相同的諧波注入整流器的輸入側(cè)平行并聯(lián)，輸出電感交錯(cuò)連接，提高了電路的冗余度、可靠性和穩(wěn)定性，但系統(tǒng)結(jié)構(gòu)較復(fù)雜、成本較高，對(duì)其他方面性能改進(jìn)優(yōu)化較小。因此本文選取基本的三相降壓型諧波注入整流器作為研究對(duì)象，重點(diǎn)研究其控制策略及控制器設(shè)計(jì)。

國內(nèi)外針對(duì)該三相降壓型諧波注入整流器的控制策略也展開了廣泛的研究。文獻(xiàn)[14]介紹的控制策略減小了扇區(qū)切換邊緣處的電流畸變，降低了輸入電流諧波含量，但該控制結(jié)構(gòu)中可控器件較多，成本較高、控制較復(fù)雜，且需考慮前后開關(guān)管的控制時(shí)延問題。文獻(xiàn)[15]提出了輸入LC濾波虛擬電阻阻尼控制策略，改善了網(wǎng)側(cè)電流畸變，但這種控制策略主要是改變了輸入濾波策略，對(duì)電路的輸出動(dòng)態(tài)性能改善不明顯。文獻(xiàn)[16]結(jié)合后級(jí)電路應(yīng)用，研究了一種可降低輸入側(cè)電流諧波含量的控制方式，但輸入側(cè)電流畸變還較明顯。

本文在詳細(xì)分析上述文獻(xiàn)的基礎(chǔ)上，主要對(duì)三相降壓型諧波注入整流器的工作原理、電流注入回路進(jìn)行詳細(xì)地分析，并提出了一種改進(jìn)型雙閉環(huán)控制方式，對(duì)控制器進(jìn)行了設(shè)計(jì)，經(jīng)仿真和實(shí)驗(yàn)電路驗(yàn)證，該控制方式控制效果較好，能實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)、改善輸入電流諧波含量、輸出低紋波穩(wěn)定電壓。

1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三相降壓型諧波注入整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。其主要包括輸入LC濾波部分、諧波電流注入部分和降壓整流部分。輸入濾波部分主要是濾除輸入電流中的高頻諧波成分；諧波電流注入部分主要是來控制諧波回注，合理控制三組雙向開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)序可以實(shí)現(xiàn)諧波電流回注，提高電路功率因數(shù)；降壓整流部分可以實(shí)現(xiàn)降壓，控制高頻開關(guān)管可輸出低紋波穩(wěn)定電壓。

圖1 三相降壓型諧波注入整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Three-phase Buck-type harmonic injection rectifier Topology

2 原理分析

對(duì)整流電路而言，注入電流的獲取主要有兩個(gè)途徑，即外部提供和線路內(nèi)部自身獲取。前者較直觀但復(fù)雜度和成本較高，此處選取第2種方式[14]。分析發(fā)現(xiàn)，對(duì)于三相降壓型諧波注入整流器，其中點(diǎn)電流iE是一個(gè)較為理想的3次諧波源，可作為3次諧波電流源注入到輸入端。

為了方便分析，先做如下假設(shè)：

1）有源開關(guān)元件與二極管均視為理想開關(guān)，忽略其導(dǎo)通壓降；

2）忽略輸入濾波電感上的低頻電壓降落，即令uCa,b,c=ua,b,c；

3）輸出電感電流恒定。

下面以區(qū)間ua＞ub＞uc為例，對(duì)整流器的電流注入通路進(jìn)行分析，其簡化等效電路圖如圖2所示。

圖2 u a＞u b＞u c時(shí)的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of rectifier ua＞u b＞u c

對(duì)于三相降壓型諧波注入整流器，其輸出電壓uo是兩相線電壓的函數(shù)，受不控整流器橋輸出電壓最小值的影響，因此，有下式：

式中：ul-l,rms為線電壓的有效值。

可以看出，三相降壓型諧波注入整流器的輸出電壓可以實(shí)現(xiàn)全范圍電壓可調(diào)。式（1）可進(jìn)一步簡化為相電壓的峰值形式，即

即

假設(shè)三相電路的導(dǎo)納為G，則三相輸入電流為

式中：Im為輸入電流的最大值；ω0為輸入電流角頻率。

對(duì)于三相對(duì)稱降壓型整流器，忽略輸出直流電感電流紋波，則其輸出濾波電感電流為

式中：Um為相電壓幅值；uo為輸出電壓。

設(shè)開關(guān)管VT+和VT-的占空比分別為d1和d2，則

綜合式（6）～式（8）可得：

對(duì)于對(duì)稱的三相Y型連接電路而言，有ia+ib+ic=0，則注入電流ie為

由上述分析可知，該電路可實(shí)現(xiàn)將E點(diǎn)產(chǎn)生的3次諧波電流注入到輸入電流中，使輸入電流連續(xù)，只要采用合理的控制策略和調(diào)制方式即可實(shí)現(xiàn)輸入電流正弦化。

3 系統(tǒng)控制策略改進(jìn)及設(shè)計(jì)

3.1 改進(jìn)的系統(tǒng)控制策略

三相降壓型諧波注入整流器的控制策略主要可以分為兩部分，一部分是負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，另一部分是前饋網(wǎng)絡(luò)。將基于雙閉環(huán)PI調(diào)節(jié)作為負(fù)反饋誤差信號(hào)，將整流橋橋臂兩端的電壓作為前饋信號(hào)，之后將兩者相乘與三角波調(diào)制，便可產(chǎn)生高頻開關(guān)管的控制信號(hào)。

本文在文獻(xiàn)[10，16]對(duì)該整流器實(shí)現(xiàn)雙閉環(huán)控制的基礎(chǔ)上，對(duì)其進(jìn)行改進(jìn)，提出的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 改進(jìn)型三相降壓型諧波注入整流器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.3 Control system structure of improved three-phase Buck-type harmonic injection rectifier

提出的控制方式主要有以下幾點(diǎn)改進(jìn)：

1）將整流橋橋臂端電壓單位化變比2/(3U2m)放到了與雙閉環(huán)PI控制的負(fù)反饋信號(hào)相乘之前，這種方式是先將整流橋橋臂端電壓單位化，這將更好地利用雙閉環(huán)PI控制的負(fù)反饋信號(hào)，發(fā)揮出PI控制的優(yōu)勢(shì)，使雙閉環(huán)PI控制參與調(diào)節(jié)電路的動(dòng)、靜態(tài)特性的性能更優(yōu)越；

2）將前饋控制信號(hào)和雙閉環(huán)控制產(chǎn)生的信號(hào)由傳統(tǒng)控制中的作差改為了相乘，這種改進(jìn)經(jīng)過仿真后發(fā)現(xiàn)，其將大大降低直流輸出電感電流的紋波，從而使輸出電壓更加穩(wěn)定，且紋波幾乎為零；

3）改進(jìn)了對(duì)高頻開關(guān)管的調(diào)制方式，并根據(jù)占空比不同導(dǎo)致的電路工作狀態(tài)不同，分別研究了交錯(cuò)調(diào)制和同步調(diào)制方式，仿真發(fā)現(xiàn)交錯(cuò)調(diào)制能更好地降低輸出電壓紋波，同步調(diào)制能更好地降低輸入電流的諧波含量。

3.2 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)

根據(jù)圖3，可以設(shè)計(jì)出系統(tǒng)的控制結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。下面對(duì)各部分控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)。

圖4 雙閉環(huán)控制系統(tǒng)原理框圖Fig.4 Principle block diagram of double closed loop control system

3.2.1 前饋網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

在此設(shè)計(jì)中將整流橋橋臂兩端的電壓采樣后，根據(jù)參與調(diào)制的鋸齒波峰峰值UT，需將整流橋橋臂兩端的電壓進(jìn)行歸一化處理，在此處是將其均乘以三相相電壓的幅值2/(3U2m)。

3.2.2 雙閉環(huán)設(shè)計(jì)

結(jié)合圖3，并對(duì)電路雙向開關(guān)管部分進(jìn)行簡化，便可得到雙環(huán)控制系統(tǒng)原理框圖，見圖4。

圖4中，Uref(s),Uo(s),Io(s)分別為參考電壓信號(hào)、輸出電壓信號(hào)和輸出電流信號(hào)；Gu（s）和GI（s）分別為電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的校正環(huán)節(jié)；GM（s）為PWM調(diào)制器的傳遞函數(shù)，GM（s）=KPWM/（Tss+1），KPWM=uin_max/UT，uin_max為輸入電壓的最大值，UT為鋸齒波峰峰值，Ts為開關(guān)管VT+，VT-的導(dǎo)通周期；C′=0.5Co，Co為輸出電容；α和β分別為電壓環(huán)和電流環(huán)反饋系數(shù)。

根據(jù)圖4可以得到輸出電壓與給定電壓之間的開環(huán)傳遞函數(shù)為

根據(jù)開環(huán)傳遞函數(shù)，可得閉環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征根方程為

其中

A4=LC′

A3=KPWMKiPβC′s3

A2=KPWMKiIβC′+KPWMKuPKiI(1+α)

A1=KPWMKuIKiP(1+α)+KPWMKiPKiIα+KPWMKuPKiI

A0=KPWMKuIKiI(1+α)

式中：KuP，KuI分別為電壓外環(huán)比例積分系數(shù)；KiP，KiI分別為電流內(nèi)環(huán)比例、積分系數(shù)。

閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性主要由其閉環(huán)極點(diǎn)在S平面上的分布情況決定[17]，設(shè)系統(tǒng)的主導(dǎo)極點(diǎn)為

式中：ξ為系統(tǒng)的阻尼比；ω為自然震蕩頻率。

則對(duì)于4階系統(tǒng)而言，其另外兩個(gè)極點(diǎn)離主導(dǎo)極點(diǎn)越遠(yuǎn)，則系統(tǒng)越穩(wěn)定，設(shè)系統(tǒng)的兩個(gè)非主導(dǎo)極點(diǎn)為

根據(jù)所需的理想極點(diǎn)及非主導(dǎo)極點(diǎn)，可得到系統(tǒng)的理想特征根方程為

該系統(tǒng)的超調(diào)量σ和上升時(shí)間tp可分別表示為

根據(jù)工程實(shí)際經(jīng)驗(yàn)，設(shè)系統(tǒng)的超調(diào)量σ=0.05，上升時(shí)間tp=0.001，則根據(jù)式（16）可得系統(tǒng)的阻尼比ξ=0.7，自然震蕩頻率ωn=4 350 rad/s。取兩個(gè)非主導(dǎo)極點(diǎn)的系數(shù)n1=5，n2=8；直流輸出濾波電感L=305μH，濾波電容C=470μF，將上述參數(shù)代入式（15），并根據(jù)理想的特征根方程和實(shí)際特征根方程之間的關(guān)系，便可求出電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的PI控制器參數(shù)分別為：電流內(nèi)環(huán)為比例控制，KiP=8.7×10-3；電壓外環(huán)為比例積分控制，KuP=78.33，KuI=9.33×104。

4 仿真結(jié)果分析

綜上對(duì)三相降壓型諧波注入整流器的原理分析和表1所示參數(shù)，對(duì)三相降壓型諧波注入整流器在三相工頻380 V電壓輸入下進(jìn)行Simulink仿真。

表1 整流器設(shè)計(jì)參數(shù)Tab.1 Design parameters of rectifier

圖5a所示為E點(diǎn)的電流波形，由于開關(guān)管VT+和VT-工作在高頻狀態(tài)，故得到的中點(diǎn)注入電流是高頻斷續(xù)電流，對(duì)其進(jìn)行FFT分析，如圖5b所示，其主要成分為3次諧波，是一個(gè)較為理想的3次諧波電流源，驗(yàn)證了理論分析的正確性。對(duì)其求平均值后如圖5c中所示，可看出得到了所需的諧波補(bǔ)償注入電流。

為了驗(yàn)證控制方式的正確性及控制器設(shè)計(jì)的合理性，在0.05 s時(shí)改變電路負(fù)載，使電路的功率由8 kW變至5.3 kW，得到其輸出電壓如圖6所示，a相輸入電壓和輸入電流波形如圖7所示。從圖6中可以看出，在負(fù)載改變時(shí)，電壓的超調(diào)量為1.25%，能很快穩(wěn)定在400 V，且調(diào)整時(shí)間僅為0.002 s，說明電路具有較好的快速恢復(fù)特性和較強(qiáng)的穩(wěn)定性。從圖7可以看出，輸入電流也能在很小的波動(dòng)后快速恢復(fù)正弦，實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)。對(duì)a相輸入電流進(jìn)行FFT分析后得到其各次諧波占基波百分比如圖8所示，其總諧波含量為3.48%。

圖5 中點(diǎn)注入電流、FFT分析及三相交流側(cè)電流Fig.5 Injection current of the middle point，F(xiàn)FT analysis and three-phase AC side current

圖6 變負(fù)載時(shí)輸出電壓波形圖Fig.6 Output voltage waveform under variable load

圖7 變負(fù)載時(shí)a相輸入電壓和輸入電流波形Fig.7 Waveforms of a-phase input voltage and input current at variable load

圖8 a相輸入電流FFT分析Fig.8 a-phase input current FFT analysis

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

在理論分析和電路設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)上，搭建了2.4 kW的實(shí)驗(yàn)電路，輸入三相工頻380 V電壓，對(duì)電路進(jìn)行測試。

雙向開關(guān)管中每一相的兩個(gè)背靠背開關(guān)管都是同時(shí)通斷，并且其都是在三相電壓幅值位于中間的一相導(dǎo)通，即每兩相相差60°，如圖9a所示。圖9b為三相雙向開關(guān)管的控制信號(hào)，從圖中可以看出，實(shí)驗(yàn)波形邏輯關(guān)系和理論分析波形導(dǎo)通時(shí)序一致。

圖9 雙向開關(guān)管控制信號(hào)Fig.9 Control signal of bidirectional switch tube

圖10為中點(diǎn)注入電流波形，可看出該電流呈雙極性中心對(duì)稱狀，與仿真波形一致，對(duì)其求平均后可近似得到3次諧波注入電流。

圖10 中點(diǎn)注入電流波形Fig.10 Injection current of the middle point

圖11a為a相輸入側(cè)電壓電流波形，從圖中可以看出輸入側(cè)電流實(shí)現(xiàn)了正弦化，并很好地跟隨輸入電壓。a相電壓電流的PF測試結(jié)果如圖11b所示（圖中上面為電壓波形，下面為電流波形），可看出功率因數(shù)為0.99，對(duì)其進(jìn)行FFT分析發(fā)現(xiàn)諧波含量為6.2%。

圖11 a相電壓電流波形Fig.11 a-phase voltage and current waveforms

為進(jìn)一步測試整流器的工作效率，繪制了工作效率隨輸出功率對(duì)應(yīng)的關(guān)系曲線，如圖12所示。從圖中可以看出，當(dāng)功率較小時(shí)，由于開關(guān)管的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗占輸出功率的比重較大，導(dǎo)致整流器工作效率較低。由于該整流器大多被應(yīng)用于大功率場合，故需重點(diǎn)考慮大功率時(shí)的整機(jī)效率。隨著輸出功率的逐漸增加，整流器效率也會(huì)逐漸增大，當(dāng)輸出功率為3 kW左右時(shí)，整流器工作效率為96.5%左右；當(dāng)輸出功率為5 kW左右時(shí)，整流器的工作效率可達(dá)97%左右。并且隨著輸出功率的增加，整流器的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗將基本保持不變，因而效率將會(huì)進(jìn)一步提高。

圖12 整流器效率隨輸出功率變化曲線Fig.12 Curve of rectifier efficiency with output power

6 結(jié)論

針對(duì)傳統(tǒng)三相升壓型PFC電路存在對(duì)后級(jí)開關(guān)管電壓應(yīng)力較大的問題，研究了一種新型三相降壓型諧波注入整流器，并提出了一種改進(jìn)型雙閉環(huán)控制和電壓前饋相結(jié)合的控制方式，實(shí)現(xiàn)了對(duì)該整流器的穩(wěn)壓控制，改進(jìn)了整流器整體性能。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明，該電路功率因數(shù)較高、損耗較小、效率較高、交流側(cè)諧波含量較低，能夠輸出穩(wěn)定的低紋波電壓，并且在改變負(fù)載時(shí)具有較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。