不平衡兩相繞組電機SVPWM變頻調速技術

楊 巍

(鄭州機電工程研究所，鄭州 450015)

0 引 言

交流電機因為具備優(yōu)異的變頻調速性能得到普遍應用，但大多數(shù)的變頻調速技術研究是針對三相交流電機的。單相電機以固定頻率的單相交流電作為電源，運行時輸出功率基本恒定，當負載發(fā)生變化時，其輸出轉速很難具備隨動性。

單相電機是由單一電源向主、副繞組同時供電，并經由電容器調相，使得主副繞組保持接近90°的相差。當副繞組達到額定電壓值之前，主、副繞組電壓有線性關系：Vq=αVd，α為繞組匝數(shù)比；而副繞組達到額定電壓值之后，兩個繞組電壓彼此獨立。隨著人們對于節(jié)能意識的不斷加強，開始著手將普通單相電機改造成可基于脈寬調速技術(PWM)的兩相感應電機，實現(xiàn)單相電機的變頻調速功能。

兩相電機一般由單相異步電機轉變而來，其定子包括主、副兩相繞組，同時拆除單相異步電機的起動電容。根據(jù)電機學原理[1]，電機內部磁鏈保持圓形旋轉時，繞組能以最穩(wěn)定狀態(tài)運行。但是對于兩相電機，經常存在繞組不對稱的情況，主、副繞組匝數(shù)不一樣時，合成電壓軌跡會出現(xiàn)偏移。此時采用常規(guī)調制方法，繞組不對稱的兩相電機會輸出不對稱、畸形的圓形空間旋轉磁場，從而產生脈振和噪聲。實現(xiàn)兩相電機變頻調速的關鍵是：需要在主繞組與副繞組之間提供合適的電壓矢量，從而實現(xiàn)兩相電機在變頻調速范圍內始終滿足對稱運行的電壓(幅值和相位)[2]。

本文對常規(guī)三相電機SVPWM變頻調速進行策略改進，提出一種基于兩相平衡電壓的SVPWM變頻調速控制策略。采用TI公司TMS320系列DSP搭建實驗平臺，優(yōu)化電機運行狀態(tài)，實現(xiàn)兩相電機在繞組匝數(shù)不同結構下的穩(wěn)定調速。

1 兩相三橋臂電壓控制策略分析

對于繞組不平衡兩相電機，電壓SVPWM控制策略采用兩相三橋臂全橋逆變電路拓撲，如圖1所示，中間橋臂為公共橋臂，連接至電機的主、副繞組，兩個繞組共用中間的公共橋臂，當上橋臂開關管處于“開”狀態(tài)時，則下橋臂開關管處于“關”狀態(tài)，上下橋臂功率開關管的導通(“1”)與關斷(“0”)為互逆關系。

圖1 兩相電機三橋臂拓撲電路圖

該兩相電機的電路拓撲結構中橋臂b為公共橋臂，連接至電機的主、副繞組。主、副繞組的電壓Vd和Vq分別由a，b，c點的橋臂電壓確定[3]。

Vd=Vao-Vbo

(1)

Vq=Vco-Vbo

(2)

表1 不平衡兩相電壓SVPWM開關狀態(tài)及相對應的空間矢量

圖2 8狀態(tài)空間電壓矢量軌跡圖

我們采用不平衡電壓SVPWM調制方法，調制輸出一個橢圓形空間旋轉磁場，即圖2中虛線橢圓，實線橢圓為最大電壓下可以調制輸出的旋轉磁場的矢量范圍。通過改變偏轉角度則可以矢量合成出滿足需要的Uab,Ucb，滿足Uab與Ucb之間相角差恒定90°，即可以通過SVPWM調制法達成非對稱參數(shù)兩相電機主、副繞組Vd和Vq之間相角差90°的調制要求[5]。

合成空間矢量電壓所處扇區(qū)N的判斷如下。

在進行SVPWM信號實時調制時，先判斷合成電壓矢量所處的扇區(qū)，再由Vd，Vq和適當零矢量進行空間矢量電壓合成[6]。扇區(qū)判斷采用查表法，盡量減少DSP邏輯運算次數(shù)，可提高波形矢量合成速度。假定合成后電壓矢量落在第Ⅰ扇區(qū)，則有：0

表2 合成矢量電壓與扇區(qū)對應關系

若進一步推導各扇區(qū)的關系，我們設置變分量U1,U2,U3分別：

(3)

我們定義如下規(guī)則：若U1>0 ，則A=1，否則A=0；若U2>0，則B=1，否則B=0；若U3>0，則C=1，否則C=0。則A，B，C組合取不同的值一一對應著六個不同扇區(qū)，因此可由A，B，C的組合判斷所在的扇區(qū)。令N=4C+2B+A，合成電壓的扇區(qū)號如表3所示[7-8]。

表3 N值與扇區(qū)對應關系

2 不平衡雙繞組電機SVPWM控制算法的硬件實現(xiàn)

2.1 系統(tǒng)電路設計

控制系統(tǒng)采用TMS320L F2812為主控芯片，實驗平臺的硬件框圖如圖3所示，包括SVPWM控制電路、控制電路和檢測電路[9-10]。通過程序設定轉速對應輸出SVPWM信號，輸入到主電源模塊，完成電壓空間矢量控制。考慮到系統(tǒng)的安全性和可靠性，接口電路中設置了光耦隔離，此系統(tǒng)還設置了電流的保護電路。

圖3 系統(tǒng)硬件框圖

2.2 驅動電路設計

驅動電路芯片選用美國IR公司的IR2110S驅動器，該芯片具有光耦隔離、電磁隔離功能，無需擴展可直接驅動電路的IGBT功率管，IR2110S的外圍電路如圖4所示。

圖4 驅動芯片IR2110S外圍電路設計

驅動前后VSS引腳和COM引腳必須接于不同的地電位，主電路工作過程中相對電壓的浮動，會導致地電位跳變。如果主電路工作過程中的地電壓浮動傳導至控制板上，則會使驅動后側COM對前側的VSS造成一個瞬時波動，造成+5V電源的不穩(wěn)定。所以在驅動電路的設計上，必須將驅動芯片IR2110S供電電源側“地”與強電電路的工作接地嚴格分開。

具體措施：

(1) 提高驅動芯片+5 V與“地”之間的電容值，增加1 μF的穩(wěn)壓電容，提高沖擊電流的上升時間。

(2) 在主回路前級增加平波電感，從電源測消除沖擊電流。

2.3 保護故障模塊

在驅動電路工作時，因為IGBT等功率部件開關頻率很高,同時分布著雜散電容，在高速斬波環(huán)節(jié)IGBT的集電極和發(fā)射極容易產生高頻尖峰電壓毛刺，造成IGBT不能穩(wěn)定工作，還會損壞逆變器模塊。為此我們增設故障保護模塊，如圖5所示。此模塊對系統(tǒng)的運行狀態(tài)實時監(jiān)控，當系統(tǒng)出現(xiàn)故障時，SVPWM輸出信號被封鎖，系統(tǒng)停止運行。

圖5 故障保護模塊框圖

3 實驗驗證及結果分析

我們對搭建好的實驗平臺進行變頻調速實驗，實驗平臺如圖6所示,電機采用普通外轉子單相異步電機，參數(shù)如表4所示。

圖6 變頻調速實驗平臺

表4 單相異步電機參數(shù)

我們使用HITACHIV-552示波器對逆變單元上下橋臂輸出電壓和SVPWM調制波形進行掃描，圖7為IGBT上下橋臂輸出的SVPWM波形，圖8讀出死區(qū)時間為2.12 μs，保證上下橋臂不發(fā)生直通事故而燒毀IGBT。

圖7 上下橋臂輸出的SVPWM波形

圖8 上下臂輸出波形死區(qū)間距2.12 μs3.1 SVPWM實驗結果

光耦輸出的兩相SVPWM開關波形如圖9所示，IGBT輸出的兩相繞組SVPWM電壓波形如圖10所示。兩相電壓調制波形，經示波器檔位觀測，并且滿足兩相波形相差90°，符合兩相電機的驅動要求。

圖9 光耦輸出的兩相SVPWM開關波形

圖10 IGBT輸出的兩相繞組SVPWM電壓波形

濾波后輸出的繞組電壓波形如圖11所示，繞組電流輸出波形如圖12所示。

圖11 濾波后輸出的主繞組電壓波形

圖12 繞組電流輸出波形

3.2 SVPWM變頻節(jié)能測試

測試電機調速程序。當接入220 V交流電后，直流母線電壓為310 V，SVPWM調制頻率從10 Hz開始測試，逐漸修改電壓頻率到50 Hz，可得到V/f折線圖，如圖13所示。繞組電壓/頻率(V/f)圖線性度較好。圖14為電機轉速/電壓圖，也基本為線性增加。說明每個頻率對應的最佳工作電壓選擇正確。

圖13 繞組電壓/頻率(V/f)

圖14 電機轉速/電壓圖

4 結 語

測試SVPWM變頻調速時電機運行節(jié)能效果，當電機達到額定轉速1 900 r/min時，電機能耗為220 W左右，而采用公司原有的帶電容調速方式，電機達到額定轉速時，其能耗為310 W左右，節(jié)省能量消耗100 W左右，證明SVPWM變頻實現(xiàn)節(jié)能降耗30%。同時整體噪聲控制在：低頻運轉32 dB以下，高頻峰值60 dB以下，比之前單相電機噪聲下降5 dB左右。之后還會繼續(xù)優(yōu)化波形，研究能否進一步提高節(jié)能效果。