基于三相橋式逆變電路的恒頻調(diào)制技術(shù)對(duì)比分析

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(1.蘭州交通大學(xué) 自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院,甘肅 蘭州 730070; 2.蘭州交通大學(xué) 甘肅省軌道交通電氣自動(dòng)化工程實(shí)驗(yàn)室，甘肅 蘭州 730070)

三相橋式逆變電路是電力電子變頻器中應(yīng)用最廣泛、實(shí)用性最強(qiáng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，經(jīng)常作為補(bǔ)償裝置應(yīng)用于電能質(zhì)量問題中。在中高壓大功率場(chǎng)合，模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter,MMC)由于其自身的優(yōu)勢(shì)被國內(nèi)外學(xué)者用于柔性直流輸電等研究中。對(duì)于逆變電路來說，調(diào)制策略直接決定其輸出特性，選擇合適的調(diào)制策略可以使逆變電路的輸出特性更理想。

三相橋式逆變電路的調(diào)制技術(shù)按照占空比的實(shí)現(xiàn)方式分為恒頻控制和變頻控制。恒頻控制通過調(diào)整一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)功率器件導(dǎo)通時(shí)間(脈沖寬度)來調(diào)節(jié)輸出電壓，其開關(guān)周期保持不變，又叫脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation,PWM)技術(shù)；變頻控制通過改變開關(guān)頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓，但保持開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間或者關(guān)斷時(shí)間不變(或者開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間均改變)，又稱為脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation,PFM)技術(shù)。由于PFM穩(wěn)定精度差、控制復(fù)雜，因此本文主要對(duì)恒頻控制中的幾種調(diào)制方法進(jìn)行對(duì)比分析[1]。

恒頻控制中常見的調(diào)制方法有PWM控制、空間矢量PWM(Space Vector PWM,SVPWM)控制、基于載波的PWM控制(載波移相與載波層疊)，針對(duì)MMC等多電平結(jié)構(gòu)，又提出最近電平逼近調(diào)制(Nearest Level Modulation,NLM)。關(guān)于恒頻控制的不同調(diào)制方法，很多學(xué)者做了相關(guān)研究。文獻(xiàn)[2]基于PWM調(diào)制實(shí)現(xiàn)了三相電壓型可逆變流器的控制。文獻(xiàn)[3]針對(duì)SVPWM，橫向地比較了5種同步調(diào)制策略的諧波性能，并提出一套多模式SVPWM調(diào)制策略。文獻(xiàn)[4]從調(diào)制波等效和導(dǎo)通時(shí)間等效兩個(gè)方面研究了三電平NPC變流器SPWM和 SVPWM的關(guān)系。文獻(xiàn)[5]、文獻(xiàn)[6]將載波移相應(yīng)用于MMC中，證明載波移相作為一種調(diào)制策略，能很好地實(shí)現(xiàn)MMC控制。文獻(xiàn)[7]、文獻(xiàn)[8]在多電平逆變器基礎(chǔ)上，針對(duì)輸出電壓諧波特性，對(duì)載波層疊的幾種方式進(jìn)行了橫向?qū)Ρ确治?。文獻(xiàn)[9]基于NLM對(duì)MMC進(jìn)行了分析及仿真。但以上研究都是單獨(dú)基于某一種調(diào)制策略進(jìn)行分析，并沒有針對(duì)同一對(duì)象對(duì)比分析各種調(diào)制策略。

本文以三相橋式逆變電路及三相橋式MMC為仿真對(duì)象，采用不同的調(diào)制技術(shù)分別對(duì)其進(jìn)行控制，對(duì)比分析不同調(diào)制方法的輸出特性。

1 調(diào)制技術(shù)

1.1 PWM調(diào)制

PWM是對(duì)脈沖寬度進(jìn)行調(diào)制的技術(shù)，通過對(duì)一系列脈沖寬度進(jìn)行調(diào)制，來等效地獲得所需要的波形(包括形狀和幅值)。

PWM脈寬調(diào)制時(shí)，每個(gè)橋臂上兩個(gè)觸發(fā)脈沖通過載波(比如三角波)與調(diào)制波(正弦波)比較而獲得。按照載波極性不同，PWM調(diào)制分為單極性PWM和雙極型PWM，如圖1所示。

圖1 PWM脈寬調(diào)制

1.2 SVPWM調(diào)制

SVPWM是建立在交流電動(dòng)機(jī)磁場(chǎng)理論基礎(chǔ)上的一種調(diào)制技術(shù)，以三相對(duì)稱正弦波電壓供電時(shí)交流電動(dòng)機(jī)的理想磁通圓為基準(zhǔn)，用逆變器不同的開關(guān)模式去逼近基準(zhǔn)圓磁通，由它們比較的結(jié)果決定逆變器的開關(guān)，形成PWM波形。

對(duì)于基本三相橋式逆變電路，6個(gè)開關(guān)器件共有8種工作狀態(tài)，即空間矢量有23=8條，其中U0(000)、U7(111)為零矢量，其余6條將復(fù)平面均分成6個(gè)扇區(qū)Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ、Ⅵ，如圖2所示。對(duì)于任一扇區(qū)中的電壓矢量，均可由某扇區(qū)兩邊的空間電壓矢量來合成[11]。

圖2 電壓空間矢量圖

多電平SVPWM是兩電平SVPWM的推廣，它是用變換器輸出相電壓的平均矢量去逼近某一理論參考相電壓矢量。當(dāng)參考相電壓矢量在空間旋轉(zhuǎn)一周時(shí)，逆變器就輸出一個(gè)周期的波形?；妷悍岛皖l率分別取決于參考電壓矢量的長度和旋轉(zhuǎn)速度。

1.3 基于載波的PWM調(diào)制

基于載波的PWM調(diào)制有載波移相和載波層疊。

載波移相是將一個(gè)特定的調(diào)制波與自主選擇的載波比較。選定一載波(三角波、鋸齒波)，移相一定的角度分別與調(diào)制波比較，就會(huì)產(chǎn)生所需PWM脈沖，來各自控制相應(yīng)的開關(guān)單元。如果將各個(gè)功率單元的輸出電壓疊加到一起，就會(huì)產(chǎn)生多電平脈沖波形。載波移相調(diào)制原理圖如圖3所示。

圖3 載波移相調(diào)制原理圖

載波層疊是將多個(gè)載波進(jìn)行疊加后與調(diào)制波比較，得到所需PWM波形。常選用的載波是幾個(gè)幅值相同的三角波，而調(diào)制波多為正弦波。按照彼此疊加的三角載波相位關(guān)系不同，可將載波層疊劃分為：同相層疊式(Phase Disposition PWM,PD-SPWM)、正負(fù)反相層疊式(Phase Opposition Disposition PWM,POD-SPWM)和交替反相層疊式(Alternative Phase Opposition Disposition PWM,APOD-SPWM)3種。PD-SPWM的三角載波相位相同，依次層疊；POD-SPWM的正半軸內(nèi)各三角載波同相，負(fù)半軸內(nèi)各三角載波也同相，但正負(fù)半周的三角載波相位互差180°；APOD-SPWM中三角載波相位從上至下交替互差180°。載波層疊調(diào)制原理圖如圖4所示。

圖4 載波層疊調(diào)制原理圖

由文獻(xiàn)[7]中對(duì)載波層疊幾種調(diào)制方法的橫向比較得出，載波同相層疊PWM控制法對(duì)波形改善的效果較載波反相層疊PWM控制法好，特別是對(duì)線電壓波形的改善最佳。因此本文采用同相層疊法進(jìn)行比較驗(yàn)證。

1.4 最近電平逼近調(diào)制

最近電平逼近調(diào)制是利用誤差最小的階梯波來逼近正弦調(diào)制波[12]。通過各個(gè)時(shí)刻上下橋臂導(dǎo)通的子模塊數(shù)，控制相應(yīng)子模塊開關(guān)導(dǎo)通，使其輸出多電平階梯波來逼近正弦調(diào)制波。

(1)

將式(1)對(duì)子模塊的電容電壓Udc/N取整可得橋臂投切的子模塊數(shù)為

(2)

式中，round為取整函數(shù)。

2 仿真分析與對(duì)比

2.1 仿真對(duì)象

基本三相橋式逆變電路拓?fù)淙鐖D5所示。三相橋式MMC結(jié)構(gòu)如圖6所示，每個(gè)橋臂由3個(gè)子模塊和一個(gè)電抗器L串聯(lián)構(gòu)成，子模塊選擇半橋型，L用于抑制相間環(huán)流及補(bǔ)償橋臂電壓差[14]。

圖5 三相橋式逆變電路

圖6 三相橋式MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及功率子模塊

2.2 三相橋式逆變電路的調(diào)制

如圖5，構(gòu)建三相橋式逆變電路，在其輸出端和三相負(fù)載之間加一個(gè)變壓器調(diào)節(jié)波形。仿真系統(tǒng)具體參數(shù)如表1所示，設(shè)開關(guān)頻率為10 kHz。分別采用PWM、SVPWM、載波移相、載波層疊觸發(fā)，變壓器負(fù)載側(cè)仿真波形及FFT分析圖分別如圖7～圖14所示。由于NLM專為多電平變流器提出，用于三相橋式逆變電路時(shí)，效果不理想，此處不做仿真。

表1 仿真系統(tǒng)參數(shù)

圖7 PWM觸發(fā)的變壓器負(fù)載側(cè)線電壓Uab波形

圖8 PWM觸發(fā)的電壓諧波分析

圖9 SVPWM觸發(fā)的變壓器負(fù)載側(cè)線電壓Uab波形

圖10 SVPWM觸發(fā)的電壓諧波分析

圖11 載波移相觸發(fā)的變壓器負(fù)載側(cè)線電壓Uab波形

圖12 載波移相觸發(fā)的電壓諧波分析

圖13 載波層疊觸發(fā)的變壓器負(fù)載側(cè)線電壓Uab波形

圖14 載波層疊觸發(fā)的電壓諧波分析

2.3 三相橋式MMC的調(diào)制

在實(shí)現(xiàn)三相橋式MMC調(diào)制時(shí)，PWM調(diào)制需要很多脈沖信號(hào)對(duì)大量的開關(guān)管進(jìn)行觸發(fā)，控制過程復(fù)雜繁瑣，不易采用。SVPWM技術(shù)由于含有較多的冗余矢量和開關(guān)狀態(tài)，其控制過程也會(huì)變得更加復(fù)雜，也不易實(shí)現(xiàn)MMC的控制。因此采用載波移相、載波層疊及NLM實(shí)現(xiàn)MMC的控制。

如圖6所示建立MMC模型，每個(gè)橋臂(上橋臂或下橋臂)設(shè)置3個(gè)子模塊，每個(gè)子模塊電容電壓為100 V,Ud1=Ud2=300 V。其輸出線電壓為7電平波形，經(jīng)過變壓器后調(diào)整為光滑的正弦波。分別采用載波移相、載波層疊及NLM實(shí)現(xiàn)三相橋式MMC調(diào)制，變壓器電源側(cè)和負(fù)載側(cè)仿真波形及FFT分析圖分別如圖15～圖23所示。

2.4 仿真結(jié)果對(duì)比分析

各種調(diào)制方法仿真結(jié)果的THD與直流電壓利用率對(duì)比如表2所示。

圖15 載波移相觸發(fā)的MMC變壓器電源側(cè)線電壓Uab波形

圖16 載波移相觸發(fā)的MMC變壓器負(fù)載側(cè)線電壓Uab波形

圖17 載波移相觸發(fā)的MMC電壓諧波分析

圖18 載波層疊觸發(fā)的MMC變壓器電源側(cè)線電壓Uab波形

圖19 載波層疊觸發(fā)的MMC變壓器負(fù)載側(cè)線電壓Uab波形

圖20 載波層疊觸發(fā)的MMC電壓諧波分析

圖21 NLM觸發(fā)的MMC變壓器電源側(cè)線電壓Uab波形

圖22 NLM觸發(fā)的MMC變壓器負(fù)載側(cè)線電壓Uab波形

圖23 NLM觸發(fā)的MMC電壓諧波分析

仿真對(duì)象調(diào)制方法THD直流電壓利用率三相橋式逆變電路PWM1.93%87% SVPWM2.86%100% 載波移相1.98%60% 載波層疊2.23%59% 三相橋式MMC載波移相27.46%87.7%載波層疊26.70%87.9%NLM24.92%92.6%

(1) THD。

針對(duì)三相橋式逆變電路，開關(guān)頻率相同時(shí)，除NLM外，各調(diào)制方法THD均能滿足國家電能質(zhì)量諧波標(biāo)準(zhǔn)。

仿真對(duì)象為三相橋式MMC時(shí)，載波移相、載波層疊以及NLM都能較好地實(shí)現(xiàn)三相橋式MMC的調(diào)制，輸出線電壓波形也比較理想，但THD值較大。

(2) 直流電壓利用率。

由表2可以看出，針對(duì)三相橋式逆變電路，當(dāng)調(diào)制方式為載波移相和載波層疊時(shí)，直流電壓利用率較低，PWM次之，SVPWM最高，達(dá)100%，這是SVPWM調(diào)制的一個(gè)明顯優(yōu)勢(shì)。

仿真對(duì)象為三相橋式MMC時(shí)，載波移相與載波層疊直流電壓利用率為88%左右。NLM調(diào)制最高，約為92.6%。

(3) 功率損耗。

功率損耗分為導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。對(duì)于三相橋式MMC而言，由于換流器的性質(zhì)要求橋臂電流持續(xù)流動(dòng)，每個(gè)子模塊總是有一個(gè)IGBT閉合并承擔(dān)橋臂電流。事實(shí)上，在所有調(diào)制技術(shù)中，換流器在相同的條件下運(yùn)行，每條支路嵌入的電容器數(shù)量相等。因此，所有的調(diào)制技術(shù)固有地強(qiáng)調(diào)了閉合開關(guān)的數(shù)量和性質(zhì)大致相同。所以不管采用哪種調(diào)制方法來調(diào)節(jié)橋臂電壓，MMC的平均導(dǎo)通損耗都相同[15]。

換相過程中的開關(guān)損耗與調(diào)制方法的載波頻率有很大關(guān)系。當(dāng)載波頻率增加時(shí)，選擇導(dǎo)通的子模塊脈沖數(shù)會(huì)增多，MMC子模塊輪換更加頻繁，電力電子器件的開關(guān)頻率也因此增加。所以當(dāng)載波頻率一定時(shí)，各調(diào)制方法的開關(guān)損耗不變。

3 結(jié)束語

本文在三相橋式逆變電路及三相橋式MMC兩種仿真對(duì)象下，采用不同調(diào)制技術(shù)分別對(duì)其控制，通過Matlab/Simulink仿真，對(duì)不同調(diào)制方法下輸出線電壓的直流電壓利用率、THD進(jìn)行比較，并對(duì)調(diào)制過程中存在的功率損耗進(jìn)行了總結(jié)。

仿真結(jié)果表明，PWM、SVPWM、載波移相及載波層疊均能實(shí)現(xiàn)三相橋式逆變電路的調(diào)制，但是在相同仿真條件下，不同的調(diào)制方法輸出線電壓參數(shù)(直流電壓利用率、THD)各有不同，其中SVPWM調(diào)制時(shí)直流電壓利用率最高。在多電平大功率系統(tǒng)中，由于開關(guān)器件多樣性及控制復(fù)雜性，PWM與SVPWM不易實(shí)現(xiàn)調(diào)制，本文分別采用載波移相、載波層疊及NLM實(shí)現(xiàn)了七電平MMC的調(diào)制，仿真結(jié)果顯示NLM調(diào)制時(shí)THD最低且直流電壓利用率最高。