宏微超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)輔助電源研制*

龍濤元， 張鐵民， 董義奎

(華南農(nóng)業(yè)大學(xué)工程學(xué)院 廣州，510642)

引 言

宏微超聲電機(jī)(macro-micro ultrasonic motor，簡(jiǎn)稱MMUSM)是將大行程高速宏運(yùn)動(dòng)和微行程高精度微運(yùn)動(dòng)集于一體的新型超聲電機(jī)[1-2]。較目前國(guó)內(nèi)外采用傳統(tǒng)大行程高速伺服電機(jī)驅(qū)動(dòng)與納米級(jí)的壓電陶瓷微驅(qū)動(dòng)相結(jié)合的宏微驅(qū)動(dòng)方式相比,具有系統(tǒng)架構(gòu)不復(fù)雜，可靠性好等優(yōu)點(diǎn)[1,3]。MMUSM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)需5路+15 V給交直流輸出電路的功率開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)供電，+5 V為控制器和位移檢測(cè)傳感器等電路供電，±12 V為精密信號(hào)調(diào)理電路供電，且上述各電源相互獨(dú)立。為配合MMUSM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)精密測(cè)量和脈沖式等各種控制算法，其輔助電源輸出電壓精度應(yīng)控制在±2%以內(nèi)。

超聲電機(jī)或MMUSM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)所用輔助電源市面上無(wú)此類特殊電源，在USM和MMUSM相關(guān)文獻(xiàn)中很少提及到其多路獨(dú)立輸出輔助電源設(shè)計(jì)。文獻(xiàn)[1-5]提及的輔助電源是采用多個(gè)工頻變壓器降壓整流和線性穩(wěn)壓芯片實(shí)現(xiàn)多路獨(dú)立輸出，但線路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、體積大、效率低。文獻(xiàn)[4-7]提及了幾種應(yīng)用場(chǎng)合的多路輸出電源：a.采用單級(jí)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和多繞組輸出高頻變壓器實(shí)現(xiàn)，并通過(guò)用加權(quán)控制，變壓器優(yōu)化設(shè)計(jì)，磁放大器控制，增加次級(jí)側(cè)電感等方法來(lái)解決交叉調(diào)整率問(wèn)題，但工程試驗(yàn)結(jié)果說(shuō)明上述方法存在設(shè)計(jì)難度較大或交叉調(diào)整率不理想問(wèn)題；b.采用PWM開(kāi)關(guān)調(diào)制方式降壓和線性穩(wěn)壓方式，但效率不理想，且較大功率時(shí)需散熱片增大了電源尺寸和重量。文獻(xiàn)[6-10]論述了多路輸出調(diào)節(jié)技術(shù)因不同實(shí)際應(yīng)用而不同，如加權(quán)控制不適合多路獨(dú)立輸出，磁放大器調(diào)節(jié)法不適合高頻場(chǎng)合。筆者結(jié)合MMUSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)實(shí)際需求，采用AC-DC變換器和開(kāi)關(guān)型MP1584降壓穩(wěn)壓電路兩級(jí)拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)高效率、高功率密度和高精度輸出電壓?？紤]LLC諧振變換器更易實(shí)現(xiàn)高效率和輕量化，以及輸出端毛刺較小更適合多路輸出，AC-DC變換器使用半橋LLC諧振變換器。

1 原理與設(shè)計(jì)

1.1 MMUSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)輔助電源結(jié)構(gòu)

圖1為MMUSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)輔助電源結(jié)構(gòu)圖。輔助電源包含2級(jí)變換，半橋LLC諧振變換器配合高頻多路輸出變壓器T1實(shí)現(xiàn)大范圍降壓處理，其中主功率輸出電壓采用TL431和PC817構(gòu)成閉環(huán)控制保持高精度穩(wěn)壓輸出。其他輔助輸出均為開(kāi)環(huán)輸出，但通過(guò)加開(kāi)關(guān)型MP1584降壓穩(wěn)壓電路實(shí)現(xiàn)二次穩(wěn)壓得到高的穩(wěn)壓精度。

圖1 MMUSM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)輔助電源結(jié)構(gòu)Fig．1 MMUSM drive control system auxiliary power block diagram

1.2 基于NCP1396半橋LLC諧振DC-DC

圖2為基于NCP1396控制器的多路獨(dú)立輸出半橋LLC諧振變換器主電路，圖中僅畫出了閉環(huán)控制的主功率輸出。NCP1369是高性能諧振模式控制器，具有峰值電流1 A的高低端MOSFET驅(qū)動(dòng)電路，高精度可調(diào)的工作頻率和死區(qū)時(shí)間，以及過(guò)溫、過(guò)壓等保護(hù)功能，簡(jiǎn)化了LLC半橋諧振變換器電路結(jié)構(gòu)，提高了電路的可靠性。采用PC817線性光耦(U2)和TL431(U3)組成了主功率輸出隔離反饋網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)輸出電壓偏離設(shè)定電壓時(shí)，PC817注入NCP1396第6腳電流發(fā)生變化，控制開(kāi)關(guān)頻率；采用三極管Q3、穩(wěn)壓管D11和D12和TL431(U4)組成了短路保護(hù)網(wǎng)絡(luò)，TL431(U4)接至NCP1396第9腳，在發(fā)生短路時(shí)，使得第9腳電壓大于2.5 V，此時(shí)OCP點(diǎn)電壓瞬間變?yōu)楦邏海P(guān)閉NCP1396。圖2中C9,D10,D7，R15和R13組成過(guò)流保護(hù)網(wǎng)絡(luò)接至NCP1396第9腳，當(dāng)通過(guò)C9傳過(guò)來(lái)的電壓經(jīng)過(guò)R15和R13分壓，使得NCP1396低腳電壓超過(guò)0.85 V時(shí)，NCP1396關(guān)閉。LLC半橋諧振變換器工作原理可參閱文獻(xiàn)[6-8]。

圖2 基于NCP1396控制器LLC半橋諧振電路Fig．2 LLC half bridge circuit based on NCP1396

1.3 MP1584降壓穩(wěn)壓電路

圖3為基于MP1584的Buck電路，用于LLC諧振變換器非穩(wěn)定輸出的二次穩(wěn)壓。MP1584控制器集功率，控制和保護(hù)功能一體，省去反饋網(wǎng)路和保護(hù)網(wǎng)絡(luò)減小了電路尺寸；很寬的輸入電壓范圍降低了對(duì)LLC諧振變換器輸出要求；1.5 MHz的開(kāi)關(guān)頻率能解決EMI噪聲問(wèn)題；具有在輕載時(shí)按比例降低開(kāi)關(guān)頻率減小開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路損耗實(shí)現(xiàn)高效率轉(zhuǎn)換。

圖3 基于MP1584穩(wěn)壓電路Fig．3 Regulator circuit with MP1584

2 參數(shù)計(jì)算

2.1 變壓器及主電路參數(shù)設(shè)計(jì)

MMUSM驅(qū)動(dòng)控制系統(tǒng)需要5路+15,+5,±12 V，為了降低變壓器繞組數(shù)過(guò)多繞制困難，將±12 V及其他等級(jí)電壓合為24 V主功率穩(wěn)定輸出，考慮MP1584 Buck電路輸入電壓至少要高于輸出電壓3 V，非穩(wěn)定輸出電壓均設(shè)為20 V。變換器參數(shù)如下：輸入電壓Vinmin=198 V，Vinmax=330 V；額定輸入電壓Vinnom=264 V；輸出+20 V/1 A(5路)；+24 V/3 A。

為了最大限度地降低開(kāi)關(guān)頻率變化，提高變換器效率，在額定工作輸入電壓下，變換器工作頻率設(shè)計(jì)為諧振頻率fs，電壓增益Anom=1。因此在最大輸入電壓和最小輸入電壓下的增益分別為

(1)

(2)

變壓器T1激磁電感為L(zhǎng)m，串聯(lián)諧振電感為L(zhǎng)r，變壓器初級(jí)的等效負(fù)載阻抗為Rac，則諧振電感系數(shù)k和品質(zhì)因素Q分別為

(3)

考慮+24 V在輸出功率中比重大，設(shè)計(jì)以+24 V作為主控輸出，其變壓器變比為

(4)

其中:V+24表示24 V，VD為整流二極管壓降0.7 V，則可得n=5.2。

變壓器T1初級(jí)的等效負(fù)載阻抗Rac為

(5)

代入相關(guān)參數(shù)得到Rac=73.5 Ω

根據(jù)k和Q與增益的關(guān)系曲線[11]，以及k對(duì)轉(zhuǎn)換效率的影響，考慮10%的電壓增益余量，確定k=7，Q值為0.46時(shí)能確保在Vinmin下有足夠的峰值增益。確定諧振頻率fs=120 kHz，諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)為

(6)

(7)

(8)

變壓器T1初級(jí)最小線圈數(shù)

(9)

允許的最小頻率fsmin

(10)

這里取fsmin=80 kHz,ΔB=0.25T,磁芯選擇EER35(Ae=107.00 mm2)可得Npmin=31匝。N+24=7匝，則Np=37>Npmin。其他非穩(wěn)定輸出繞組匝數(shù)按照式(4)和Np值計(jì)算得出，在此不作詳細(xì)計(jì)算。

2.2 控制器外圍電路關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

2.2.1 NCP1396外圍電路參數(shù)

NCP1396外圍電路需要確定最小工作頻率電阻RFmin，最大工作頻率電阻RFmax，死區(qū)時(shí)間電阻RDT，查閱NCP1396數(shù)據(jù)手冊(cè)，可得：RFmin=15 kΩ；RFmax=3.5 kΩ；RDT=12 kΩ。

PC817和TL431組成的反饋網(wǎng)絡(luò)影響到電源工作的穩(wěn)定性，反饋太快易造成震蕩，太慢易導(dǎo)致輸出電壓異常。電阻R20和R26用于設(shè)定輸出電壓，但考慮效率和TL431正常工作所需2 μA電流。R20和R26電路上的電流應(yīng)大于TL431參考腳電流100倍，則有：R26<2.5 V/200 μA=12.5 kΩ,取R26=10 kΩ，則R20=86 kΩ；因TL431正常工作，Ika>1 mA，故一般要加一個(gè)R12=1.2 kΩ。

2.2.2 MP1584外圍電路參數(shù)

MP1584集成控制芯片工作頻率通過(guò)第6腳的接地電阻R8控制，設(shè)定開(kāi)關(guān)工作頻率fs=1 MHz，則有R8

(11)

輸出電壓Vo由R6和R7組成的分壓電路接至第4腳(FB)設(shè)定，第4腳電壓VFB與他們的關(guān)系為

(12)

考慮MP1584空載時(shí)，約20 μA電流從高端流出，R7應(yīng)在40 kΩ以下，一般取R7=40.2 kΩ,VFB=0.7 V，可得R6=713.5 kΩ。

在開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)下，輸出電感應(yīng)向負(fù)載提供恒定電流。大電感值可獲得低紋波電流和電壓，但其尺寸大，電阻高和飽和電流較小。一般原則是電感電流紋波不得超過(guò)最大電流的30%。輸出電感值

(13)

其中:輸入電壓Vin=20 V；輸出電壓Vo=15 V；ΔIL=0.3×1.5=0.45 A；開(kāi)關(guān)頻率fs=1 MHz；則可得到L1=8.3 μH。

3 試驗(yàn)結(jié)果和討論

根據(jù)上述設(shè)計(jì)參數(shù)，制作了MMUSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)輔助電源樣機(jī)。圖4為NCP396半橋LLC諧振變換器開(kāi)關(guān)管(Q2)VGS和VDS波形。從波形可知Q2完全截止至與門級(jí)達(dá)到打開(kāi)閾值存在一段時(shí)間，這段時(shí)間保證VDS為0，實(shí)現(xiàn)ZVS功能。圖5和圖6分別是負(fù)載電流為3 A和0.5 A時(shí)，諧振電容C6電流波形IC6和電壓波形VC6，以及MOSFET開(kāi)關(guān)管 (Q2)VGS波形，波形反映出負(fù)載變輕時(shí)，電流波形諧波含量增加，但基本近似正弦波。圖7為諧振變換器主功率24 V輸出電壓紋波控制在96 mV，小于對(duì)應(yīng)額定輸出電壓+24 V的0.5%。圖8為基于MP1584的二次穩(wěn)壓輸出電壓紋波，紋波電壓<20 mV，小于對(duì)應(yīng)額定輸出電壓+15 V的0.2%。

試驗(yàn)測(cè)試出非穩(wěn)定+15 V輸出在不同負(fù)載下負(fù)載調(diào)整率控制在0.5%以內(nèi)，效率達(dá)到90%，諧振變換器效率達(dá)到89%，整機(jī)效率達(dá)到80%。

圖4 Q2：VGS,VDS波形Fig．4 Q2: The waves of VGS and VDS

圖5 負(fù)載電流為3 A時(shí)，C6:IC6，VC6;Q2: VGS波形Fig．5 Load current is 3 A, the IC6, VC6 waves of C6; and the VGS wave of Q2

圖6 負(fù)載電流為0.5 A時(shí)，C6：IC6,VC6，Q2：VGS波形Fig．6 Load current is 0.5 A, the IC6, VC6 waves of C6; and the VGS wave of Q2

圖7 LLC諧振變換器24 V輸出電壓紋波Fig．7 Voltage ripple of 24 V output of LLC resonant converter

圖8 MP1584輸出電壓紋波Fig．8 Voltage ripple of MP1584 output

圖9 宏微超聲電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)Fig．9 Drive system of MMUSM

用設(shè)計(jì)的電源為圖9所示的MMUSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)供電，驅(qū)動(dòng)MMUSM運(yùn)行，光柵尺測(cè)量宏運(yùn)動(dòng)，激光測(cè)振儀測(cè)量微位移。圖10為MMUSM宏運(yùn)動(dòng)電壓與速度關(guān)系曲線，MMUSM速度與電壓關(guān)系呈非線性，且存在一定電壓死區(qū)，在100～240 V和240～300 V 2個(gè)區(qū)間段存在不同的線性關(guān)系。圖11為MMUSM微位移與激勵(lì)電壓關(guān)系曲線，在100～300 V區(qū)間線性關(guān)系較好。

圖10 MMUSM速度與電壓關(guān)系Fig．10 Curve between MMUSM macro-speed and driving voltage

圖11 MMUSM微位移與激勵(lì)電壓關(guān)系Fig．11 Curve between MMUSM micro-displacement and excitation voltage

4 結(jié)束語(yǔ)

對(duì)MMUSM準(zhǔn)確地驅(qū)動(dòng)控制比較困難，尤其是在評(píng)估電機(jī)性能和控制算法效果時(shí)，采用高質(zhì)量的輔助電源供電確保系統(tǒng)穩(wěn)定工作是必要的?；贚LC諧振變換器+集成開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓二級(jí)結(jié)構(gòu)的穩(wěn)壓電源實(shí)現(xiàn)了小尺寸，高精度，無(wú)多路輸出交叉調(diào)整率問(wèn)題。該電源很好地解決了MMUSM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)供電問(wèn)題，優(yōu)化了驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和可靠性，在工程上易于實(shí)現(xiàn)。MMUSM宏運(yùn)動(dòng)測(cè)量數(shù)據(jù)表明速度與電壓存在較大的非線性，為了更好的控制效果，需要結(jié)合MMUSM優(yōu)化，進(jìn)一步改進(jìn)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)控制方法。