基于TMS28035的MMC的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)與實(shí)驗(yàn)研究

馬 凱，于佳麗

（天津大學(xué)電氣自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，天津300072）

2001年，德國(guó)學(xué)者提出了一種新型多電平變流器——模塊化多電平變換器MMC（modular multilevel converter）。它的主要拓?fù)涮攸c(diǎn)[5]是模塊化的結(jié)構(gòu)，可擴(kuò)展性強(qiáng)，同時(shí)由于電平數(shù)多，輸出電壓諧波含量少，可以省去輸出濾波器。所以MMC非常適合應(yīng)用在中高壓大功率變換場(chǎng)合，如高壓直流HVDC（high voltage directive current）輸電領(lǐng)域的定頻運(yùn)行[9，12]，或者高壓大功率交流調(diào)速領(lǐng)域[1]，對(duì)于MMC的主要研究熱點(diǎn)集中于數(shù)學(xué)模型[3]、調(diào)制策略[4]、環(huán)流抑制、電容電壓平衡[7]、直流母線或子模塊故障、冗余控制和不平衡電網(wǎng)電壓下的控制等方面，其中絕大部分控制技術(shù)需要測(cè)量子模塊的電容電壓進(jìn)行平衡控制，當(dāng)變流器子模塊數(shù)較多時(shí)，大量的電壓傳感器使用引入的測(cè)量精度和控制延時(shí)等問(wèn)題，使系統(tǒng)可靠性大大降低，成本增加。文獻(xiàn)[13]對(duì)傳感器引起的延時(shí)進(jìn)行了適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償，但這并沒(méi)有減小電壓傳感器；文獻(xiàn)[14-15]提出了電容電壓觀測(cè)算法，但是觀測(cè)器設(shè)計(jì)很復(fù)雜，增加了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的難度；文獻(xiàn)[16]提出依靠橋臂采樣電流估計(jì)電容電壓值并根據(jù)測(cè)量橋臂電壓值來(lái)修正電容電壓以減小通信負(fù)擔(dān)的方法，然而這些都未能減少電壓傳感的使用。

本文提出了一種簡(jiǎn)單的檢測(cè)技術(shù)——橋臂電壓分時(shí)檢測(cè)方法，每個(gè)橋臂需要1個(gè)電壓傳感器，電容電壓估計(jì)算法獲得1個(gè)橋臂所有子模塊的電容電壓，結(jié)合排序算法，實(shí)現(xiàn)橋臂各個(gè)子模塊電容電壓的均衡。另外，本實(shí)現(xiàn)不同于傳統(tǒng)采取FPGA與光纖通信的方法，而以TMS28035作為控制芯片，集采樣、故障保護(hù)、PWM輸出、數(shù)據(jù)選通于一體，使得整體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)更加簡(jiǎn)單。

1 三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作原理

圖1為三相MMC的拓?fù)?，它?個(gè)橋臂構(gòu)成，每個(gè)橋臂由若干個(gè)子模塊和1個(gè)電感串聯(lián)，每個(gè)子模塊由1個(gè)半橋逆變單元和1個(gè)電容并聯(lián)組成，半橋逆變單元由2個(gè)反并聯(lián)二極管的IGBT串聯(lián)組成。MMC的子模塊單元在正常工作時(shí)有3種基本的工作模式，即電容充電、電容放電和旁路。由圖1可知，當(dāng)橋臂電流通過(guò)D1由A點(diǎn)流入子模塊時(shí)，電容充電；當(dāng)橋臂電流通過(guò)T1由A點(diǎn)流出子模塊時(shí)，電容放電；當(dāng)橋臂電流通過(guò)T2或D2流通時(shí)，子模塊處于旁路狀態(tài)。通過(guò)適當(dāng)選擇開關(guān)器件的通斷狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)子模塊單元在橋臂中的投切，在MMC交流側(cè)可得到多電平或脈寬調(diào)制的輸出電壓。

圖1 三相MMC的拓?fù)銯ig.1 Topology of three-phase MMC

本文采用統(tǒng)一電壓調(diào)制方法，基本原理可以表示為

式中：non_up、non_down為上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)，其中整數(shù)部分為本橋臂接入的模塊數(shù)，小數(shù)部分則是本橋臂進(jìn)行PWM控制模塊的占空比；Udc為直流母線電壓；為輸出電壓參考值；Ucap為子模塊電壓額定值。上、下橋臂導(dǎo)通模塊數(shù)確定后，由電容電壓排序算法確定投入的模塊向量表。

傳統(tǒng)電容電壓排序的全排序投切方式是根據(jù)模塊電容電壓排序結(jié)果以及橋臂電流方向確定模塊投入狀態(tài)，因排序結(jié)果具有隨機(jī)性和高頻切換特征，這將導(dǎo)致較大的開關(guān)損耗。為了解決這一問(wèn)題，本文在全排序投切的基礎(chǔ)上，結(jié)合了狀態(tài)記憶排序算法[17]，即檢測(cè)到橋臂電流較小時(shí)MOS管開關(guān)損耗小，采用全排序方法，容易實(shí)現(xiàn)子模塊電容電壓的均衡；檢測(cè)到橋臂電流較大時(shí)，考慮減小管子開關(guān)損耗，采用狀態(tài)記憶排序方式，一定程度上可忽略電容電壓的均衡效果。

2 模塊電容電壓分時(shí)檢測(cè)方法

由于統(tǒng)一電壓調(diào)制保證了每一時(shí)刻上下橋臂各僅有一個(gè)模塊處于PWM調(diào)制狀態(tài)?；诖?，本文提出MMC電容電壓分時(shí)檢測(cè)方法，基本思路是：上、下橋臂各設(shè)置一個(gè)電壓檢測(cè)模塊和橋臂電流檢測(cè)模塊，電壓檢測(cè)模塊對(duì)不同時(shí)刻橋臂電壓測(cè)量，通過(guò)差運(yùn)算得到被PWM調(diào)制模塊的電壓，對(duì)未被PWM調(diào)制模塊的電容電壓通過(guò)橋臂電流采樣值積分進(jìn)行估計(jì)。具體原理如圖2所示，設(shè)MMC算法的控制周期為2T，其中T為載波周期，圖2中k時(shí)刻（即PWM調(diào)制模塊高電平投入時(shí)刻）對(duì)上、下橋臂電壓采樣，并讀取電壓采樣值，記為u1；同時(shí)在當(dāng)前時(shí)刻對(duì)上、下橋臂電流采樣值，記為iup,down，在k1時(shí)刻（即PWM調(diào)制模塊低電平旁路時(shí)刻）再次對(duì)上、下橋臂電壓采樣，并讀取電壓采樣值，記為u2，被PWM調(diào)制的模塊電容電壓記為ucur，則有

除PWM調(diào)制的模塊外，橋臂剩余模塊的電容電壓可表示為

圖2 PWM調(diào)制載波與占空比信號(hào)示意Fig.2 Schematic of PWM modulation carrier and duty cycle signal

式中：uup,down_i為第i個(gè)模塊的電容電壓；C為電容；Su,d_i為上、下橋臂第i個(gè)模塊的占空比；iup,down為上、下橋臂檢測(cè)電流；uup,down_i_old第i個(gè)模塊tk-2T時(shí)刻的電容電壓。

為了避免電流積分對(duì)電容電壓估計(jì)的偏差，應(yīng)保證在一定時(shí)間內(nèi)對(duì)所有子模塊按序PWM調(diào)制一遍，即強(qiáng)制按序檢測(cè)模塊電容電壓。具體操作是在程序中設(shè)定一個(gè)最短判斷時(shí)間TC，判斷在該時(shí)間中是否始終存在未被PWM調(diào)制的模塊，若有，則強(qiáng)制使該橋臂內(nèi)的所有子模塊依次被PWM調(diào)制1次，每個(gè)子模塊被調(diào)制的時(shí)間為2T，通過(guò)電壓傳感器檢測(cè)被PWM調(diào)制模塊的電容電壓，更新式（3）中的積分器初值。

傳統(tǒng)MMC系統(tǒng)通過(guò)獨(dú)立電壓傳感器測(cè)量子模塊電容電壓，得到子模塊電容電壓狀態(tài)表。本文模塊電容電壓分時(shí)檢測(cè)法通過(guò)檢測(cè)被調(diào)制模塊的電壓，同時(shí)利用橋臂電流估計(jì)未被調(diào)制模塊的電容電壓得到電容電壓狀態(tài)表。通過(guò)統(tǒng)一電壓調(diào)制方式和第1節(jié)提到的2種綜合排序方式，開環(huán)實(shí)現(xiàn)電容電壓均衡。

3 軟件設(shè)計(jì)

MMC系統(tǒng)將直流母線電壓逆變成多電平交流電壓輸出。軟件整體思路為：系統(tǒng)上電前先對(duì)模塊電容預(yù)充電，充電完畢后，在PWM中斷里對(duì)模塊電容電壓進(jìn)行排序，計(jì)算出投入模塊的向量表。中斷時(shí)刻圖如圖3所示。獲得模塊電容電壓時(shí)，要求在圖3中k時(shí)刻進(jìn)入采樣電流/電壓中斷1（簡(jiǎn)稱中斷1），采集電容電壓和橋臂電流；在k1時(shí)刻進(jìn)入采集電壓中斷（簡(jiǎn)稱中斷2），采集橋臂電壓并預(yù)輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)，為下一拍PWM中斷發(fā)出同步觸發(fā)信號(hào)做準(zhǔn)備。

圖3 中斷時(shí)刻圖Fig.3 Interrupt time diagram

上電后首先執(zhí)行主函數(shù)對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行配置，保證后續(xù)程序的正常運(yùn)行，主程序流程如圖4所示。

圖4 主程序流程Fig.4 Flow chart of main program

3.1 PWM中斷

PWM中斷是程序主中斷，程序流程如圖5所示，主要計(jì)算部分都在PWM中斷中實(shí)現(xiàn)。進(jìn)入PWM中斷，先對(duì)子模塊驅(qū)動(dòng)信號(hào)賦值，實(shí)現(xiàn)同步輸出，該賦值向量是上一拍PWM中斷的計(jì)算結(jié)果；然后根據(jù)強(qiáng)制標(biāo)志位判斷是否進(jìn)入強(qiáng)制檢測(cè)模式，強(qiáng)制檢測(cè)要保持到所有模塊均被檢測(cè)一遍為止；非強(qiáng)制檢測(cè)模式中程序根據(jù)橋臂電流采樣結(jié)果的大小決定進(jìn)入的投切方式；最后得到橋臂占空比相量，為下一次同步輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)做準(zhǔn)備。

圖5 PWM中斷程序流程Fig.5 Flow chart of PWM interrupt program

3.2 采樣中斷

圖6是中斷1流程，圖7是中斷2流程，在圖3中的k1時(shí)刻進(jìn)入該中斷，讀取上/下橋臂電壓并與k時(shí)刻的采樣電壓相減得到被調(diào)制模塊的電壓。

圖6 中斷1流程Fig.6 Flow chart of interrupt 1

圖7 中斷2流程Fig.7 Flow chart of interrupt 2

式（3）經(jīng)過(guò)離散化，代入電流值和模塊占空比相量，計(jì)算得到其他模塊電容電壓。賦值地址和占空比相量（子模塊開關(guān)狀態(tài)數(shù)據(jù)），準(zhǔn)備在下一次同步信號(hào)到來(lái)時(shí)，輸出該驅(qū)動(dòng)數(shù)據(jù)。

4 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)設(shè)計(jì)、仿真及實(shí)驗(yàn)

4.1 平臺(tái)概述

本文使用一顆DSP28035作為控制芯片，其集采樣、故障保護(hù)、PWM輸出和數(shù)據(jù)選通功能于一體，該MMC系統(tǒng)控制電路電源和驅(qū)動(dòng)電路電源均采用獨(dú)立電源供電，MMC實(shí)驗(yàn)平臺(tái)原理如圖8所示，主要包括信號(hào)采集及調(diào)理電路、過(guò)流/過(guò)壓及欠壓故障檢測(cè)、保護(hù)電路、MOSFET驅(qū)動(dòng)電路、模塊地址選通電路。主回路部分選用IRPF250作為子模塊開關(guān)管，驅(qū)動(dòng)選日本富士生產(chǎn)的EXB841集成驅(qū)動(dòng)，橋臂主回路設(shè)計(jì)參考了文獻(xiàn)[7]。

圖8 MMC實(shí)驗(yàn)平臺(tái)原理Fig.8 Schematic of MMC experimental platform

圖9是信號(hào)驅(qū)動(dòng)過(guò)程示意。DSP輸出PWM地址信號(hào)和模塊占空比相量作為驅(qū)動(dòng)信號(hào)，經(jīng)過(guò)電平轉(zhuǎn)換變?yōu)門TL電平，通過(guò)地址選通電路選中被采樣的模塊。同步觸發(fā)和死區(qū)電路分別保證賦值給EXB841信號(hào)同步和特定死區(qū)時(shí)間。

設(shè)計(jì)并制作了MMC單相實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，系統(tǒng)實(shí)物如圖10所示。為了驗(yàn)證本文所提算法的有效性，搭建了主電路，驅(qū)動(dòng)阻感負(fù)載完成子模塊電壓分時(shí)檢測(cè)實(shí)驗(yàn)的驗(yàn)證，表1和表2分別為MMC平臺(tái)的電路參數(shù)和負(fù)載參數(shù)。

圖9 驅(qū)動(dòng)過(guò)程示意Fig.9 Schematic diagram of driving process

圖10 MMC系統(tǒng)實(shí)物Fig.10 Specimens of MMC system

表1 MMC電路參數(shù)Tab.1 MMC circuit parameters

表2 負(fù)載參數(shù)Tab.2 Load parameters

4.2 仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

仿真電路及負(fù)載參數(shù)如表3所示。仿真中的橋臂電感取0.6 mH，橋臂電流閾值設(shè)為0.3 A，橋臂電流如圖11所示。由圖可見，電流基波頻率為50 Hz，高頻分量不明顯，橋臂電流峰值為2 A。模塊電容電壓波動(dòng)在74.0～75.5 V之間，模塊電容電壓波動(dòng)率約2%。圖12是電容電壓估計(jì)算法得到的結(jié)果與電容電壓真實(shí)值對(duì)比，仿真結(jié)果證明該算法能夠有效保證模塊電容電壓估計(jì)值接近模塊電容電壓真實(shí)值。

表3 仿真電路及負(fù)載參數(shù)Tab.3 Parameters of simulation and load

變流器直流母線電壓為60 V，橋臂由12個(gè)模塊級(jí)聯(lián)，模塊電容為2 200 μF，橋臂電感為0.47 mH。實(shí)驗(yàn)負(fù)載為阻感負(fù)載，參數(shù)見表3。圖13和圖14分別是MMC在調(diào)制波設(shè)定頻率50 Hz、峰值28 V、橋臂電流閾值0.6 A時(shí)的輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形和輸出電流波形，可見，調(diào)制系數(shù)接近1，輸出電壓是9電平波形，正弦度好；輸出電流峰值約3.6 A，正弦度較好。由于載波頻率不高，輸出電流帶有高頻毛刺成分。

圖11 上下橋臂仿真電流Fig.11 Upper and lower bridge-arm simulation currents

圖12 模塊電容電壓估計(jì)值與真實(shí)值Fig.12 Estimated and real values of module capacitance voltage

圖13 輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Experimental waveform of output voltage

圖14 輸出電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.14 Experimental waveform of output current

圖15是示波器測(cè)量得到的MMC上橋臂電壓，每時(shí)刻上橋臂6個(gè)模塊最多有4個(gè)模塊開通，得到5電平的正弦波，每個(gè)模塊電容電壓約15 V，波形正弦度較好。LEM電壓傳感器測(cè)量上橋臂電壓后經(jīng)過(guò)運(yùn)放、濾波調(diào)理電路，輸出峰值1.6 V模擬測(cè)量信號(hào)如圖16所示。在DSP中解算該模擬量，得到被調(diào)制模塊的電容電壓。

圖15 上橋臂電壓真實(shí)值Fig.15 Real value of upper bridge-arm voltage

圖16 上橋臂電壓傳感器采集波形Fig.16 Waveform sampled by voltage sensor on upper bridg-earm

圖17 實(shí)驗(yàn)?zāi)K電容電壓真實(shí)值與估計(jì)值對(duì)比Fig.17 Comparison between real and estimated values of module capacitance voltage in the experiment

實(shí)驗(yàn)?zāi)K電容電壓真實(shí)值與估計(jì)值對(duì)比如圖17所示。圖17（a）是示波器采集電壓波形，模塊電容電壓在14.9～15.3 V之間波動(dòng)，波動(dòng)率為2.6%。圖17（b）是根據(jù)DSP采集的數(shù)據(jù)，經(jīng)處理后在上位機(jī)繪制的模塊電容電壓估計(jì)值的波形，波動(dòng)范圍在14.9～15.25 V之間?？梢钥闯龉烙?jì)值能夠較真實(shí)地反映真實(shí)值。

仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，依據(jù)該檢測(cè)方法設(shè)計(jì)的MMC系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)模塊電容電壓的準(zhǔn)確估計(jì)，并且能夠正常帶載運(yùn)行，輸出電壓及輸出電流波形有良好的正弦度，具備一定的帶載能力。

5 結(jié)語(yǔ)

針對(duì)MMC控制系統(tǒng)大量傳感器所引入的控制和成本的問(wèn)題，本文提出模塊電容電壓分時(shí)檢測(cè)策略，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明分時(shí)檢測(cè)策略能保證系統(tǒng)正常工作，橋臂電壓的檢測(cè)基本接近真實(shí)值，子模塊電壓能控制在允許的波動(dòng)范圍內(nèi)。但當(dāng)橋臂子模塊明顯增多時(shí)，橋臂電壓與子模塊電壓數(shù)值上相差較大，檢測(cè)PWM調(diào)制模塊的電容電壓時(shí)，需要折衷考慮傳感器量程與精度的問(wèn)題。

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