電動汽車動力電池測試系統(tǒng)的變流及控制

劉 藝，韓金剛，湯天浩

（上海海事大學電力傳動與控制研究所，上海201306）

電動汽車作為綠色能源汽車得到了迅速發(fā)展，但動力電池及其應用技術仍是制約電動汽車發(fā)展的瓶頸。在實際應用中，電動汽車對電機功率的需求是動態(tài)變化的，瞬間的大電流沖擊以及充、放電之間的快速切換，對動力電池的動態(tài)性能提出了要求。為了更好分析動力電池的特性，研究動力電池性能的測試設備顯得至關重要。在電池測試系統(tǒng)中，需要對電池進行充放電，實現(xiàn)能量的雙向流動。我國的動力電池測試設備嚴重依賴美國和德國等發(fā)達國家，美國必測型FTF1-500-50/450動力電池組測試系統(tǒng)測量精度達0.1%；德國Digatron生產的EVT 300-500-80 kW動力電池測試設備，滿負荷充電到滿負荷放電的動態(tài)響應時間小于10 ms。

為此，本文研究了一種基于DSP數(shù)字控制的三相交錯并聯(lián)雙向DC/DC變換器。分析了交錯并聯(lián)雙向DC/DC變換器的特點，建立雙向DC/DC變換器的動態(tài)模型，設計了基于數(shù)字信號處理器的數(shù)字控制系統(tǒng)。該變換器還可與PWM可逆整流器連接，應用于各類電池的充、放電以及大功率直流電源的核心部分。

1 汽車動力電池組測試系統(tǒng)

1.1 測試方法和標準

美國的《PNGV電車測試手冊》[1]中對動力電池特性典型測試的方法有：恒流脈沖放電測試、峰值功率放電測試、定功率測試和變功率測試。脈沖放電測試需準確確定采用多大電流進行放電測試才能客觀反映電池實際功率水平，與實際應用脫鉤；峰值功率放電測試是了解電池性能的重要方法。而定功率測試，變功率測試能直接地表現(xiàn)出電池的性能，對電池的實際使用具有重要意義。

測試方法如圖1所示。為了模擬電動汽車在公路上勻速行駛的實際路況，需要采取定功率放電的方法對動力電池進行測試。通常采用放電峰值功率的25%或者50%，放電曲線如圖1（a）所示，為保持功率恒定，放電電流會隨著電池電壓的減小而增加。在實際電動汽車行駛的過程中，會遇到各種實際工況變化，其行駛工況有啟動、加速、勻速、制動等狀態(tài)。《USABC電動汽車電池試驗手冊》[2]中對美國聯(lián)邦城市運行工況FUDS（federal urban driving schedule）進行簡化后得到動態(tài)應力測試DST（dynamic stress test）工況。以360 s為一個周期作循環(huán)試驗，圖1（b）為DST功率變化曲線。

圖1 測試方法Fig.1 Testing method

1.2 測試系統(tǒng)原理

電動汽車的動力系統(tǒng)主要由1個動力電池組、雙向DC/DC變換器、逆變器和電機組成[3]。圖2顯示了電動汽車動力電池測試系統(tǒng)結構，其工作原理主要包括充電模式和放電模式兩個方面。充電模式是模擬電動汽車在剎車制動時能量經升壓控制后動力電池組接受充電電流的能力；放電模式主要用來模擬電動汽車在啟動、加速、爬坡等情況下動力電池組瞬間大電流放電能力。

圖2 電動汽車動力電池組測試系統(tǒng)Fig.2 Electric vehicle power battery set testing system

2 測試系統(tǒng)雙向DC/DC變換器的建模與分析

2.1 主電路拓撲及工作原理

圖3為非隔離的三相交錯并聯(lián)雙向DC/DC變換器，非隔離型變換器相對于隔離型變換器具有器件少、結構緊湊、成本低、沒有變壓器損耗、效率高、控制簡單等優(yōu)點[4]。多相交錯并聯(lián)拓撲可以減小紋波電流，同時減小電感和電容的體積，提高變換器的功率密度[5]。

該電路結構具有Buck和Boost兩種工作模式，其工作原理如圖4所示。其中：3路電感相等，即L1=L2=L3=L；3路開關管占空比相等，即D1=D3=D5=D，且相位依次相差120°。當變換器工作于Buck模式時，如圖4（a）所示，其目的主要是將直流母線側的能量回饋給動力電池側為動力電池充電，從而達到能量流動；此時功率開關S1、S3和S5工作，功率管 S2、S4、S6關閉驅動，Buck模式又可分 3種狀態(tài)：D＜1/3、1/3＜D＜2/3 和 D＞2/3。當變換器工作于 Boost模式時，如圖4（b）所示，其目的主要是動力電池為直流母線端負載所需的功率提供能量，進行放電；此時功率開關 S2、S4和 S6工作， 功率管 S1、S3、S5關閉驅動，Boost模式也可分 3 種狀態(tài)：D＜1/3、1/3＜D＜2/3和 D＞2/3。

圖3 系統(tǒng)主電路拓撲結構Fig.3 Topology of system’s main circuit

圖4 系統(tǒng)主電路工作原理Fig.4 Working principle of system’s main circuit

2.2 數(shù)學模型分析

為了設計DC/DC變換器的結構參數(shù)和控制參數(shù)，需要建立變換器的數(shù)學模型。多相交錯并聯(lián)雙向DC/DC變換器可以等效為單相雙向DC/DC變換器[6]，變換器由高頻電感 L1、L2和 L3構成（L1=L2=L3=L），單相變換器等效電感L4（L4=L1/3）等于三相變換器每相電感除以相數(shù)。以Buck模式圖4（a）為例，等效電路如圖5所示，建立動態(tài)模型時，需考慮電感的等效電阻，圖中Res為電感的等效電阻。

圖5 DC/DC變換器等效電路（Buck模式）Fig.5 Equivalent circuits of DC/DC converter（Buck mode）

使用平均開關模型方法建立小信號模型[7]，用受控源代替開關網絡，如圖6所示。用擾動法求解小信號動態(tài)模型，對Buck變換器各個變量加以微小的擾動，即

代入擾動可以得到線性化受控源電流和受控源電壓，即

圖6 平均開關模型Fig.6 Average switching model

代入線性化后的受控電流源和受控電壓源，得到Buck變換器線性化小信號等效電路。

圖7 受控源等效模型Fig.7 Equivalent model of controlled source

再用變壓器代替等效受控源，可以得出從占空比擾動到電感電流擾動的傳遞函數(shù)

3 系統(tǒng)參數(shù)與控制器設計

3.1 電路參數(shù)設計

雙向DC/DC變換器由儲能電感和輸入輸出濾波電容組成，電感需要在兩種不同工作模式下儲存足夠的能量。兩種模式下，電感都要工作在連續(xù)電流模式，則

式中：Vi為直流母線端電壓；D為對應模式占空比；f為開關頻率；ΔiL為對應模式下電感電流紋波。

綜合選取其中電感較大值即Lmin=max（Lbuck,Lboost）作為L的設計參數(shù)。當電路采用交錯并聯(lián)的拓撲結構，三相交錯并聯(lián)電路各個支路中電感Ldual和Boost或Buck模式下單個電感Lsingle的關系[8]為

式中，D'=1-D。

輸入和輸出的最大電壓紋波取5%，輸入側需要滿足輸入電壓紋波的需求，因此，輸入側的濾波電容為

同樣，輸出側也需滿足動力電池端電壓紋波的要求，因此，輸出側濾波電容為

系統(tǒng)開關頻率為15 kHz，母線端電壓V1=36～48 V，動力電池選用額定電壓為25.6 V，容量為60 A·h。綜合計算考慮，電感取 L1=L2=L3=64 μH，輸入電容和輸出電容均取2 200 μF。

3.2 控制參數(shù)設計

動力電池測試系統(tǒng)雙向DC/DC變換器采用電流閉環(huán)PI控制器，如圖8所示，通過給定DST功率變化曲線，檢測動力電池實時端電壓，作為充放電電壓限幅，同時給定功率除以電池端電壓作為給定電流參考值[9]。

圖8 電流閉環(huán)控制框圖Fig.8 Control block diagram of current closed loop

以Buck控制器參數(shù)設計為例，1/Vm為PWM調制器的傳遞函數(shù)，GPI（s）為PI補償控制器的傳遞函數(shù)。實驗中，直流電源電壓V1=36 V，電感L=L1/3=21.3 μH，兩端濾波電容為 2 200 μH，開關頻率 15 kHz，三角載波峰值Vm=1 V,電流傳感器系數(shù)K1=1,電感等效電阻Res=21.3 μH。則未加PI補償控制器時，系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為

對電流環(huán)進行補償，開關頻率為15 kHz，設定Buck模式電流環(huán)的穿越頻率為2.3 kHz，相角裕度為 60 °，得到 PI補償器的傳遞函數(shù) GPI（s）=128 ×。同理，設定Boost模式電流環(huán)穿越頻率為1.8 kHz，相角裕度為60°，得到PI補償器的傳遞函數(shù)。圖9為補償前后兩種模式下的Bode圖，可以看出系統(tǒng)幅頻特性曲線以-20 dB/dec穿越0 db線，系統(tǒng)的穩(wěn)定性得到保證。

圖9 補償前后兩種模式的Bode圖Fig.9 Bode diagram before and after the compensation in two modes

4 仿真和實驗

4.1 仿真驗證

根據對系統(tǒng)建模和控制器設計，本文搭建了系統(tǒng)的仿真模型，設定動力電池的初始電量SOC為70%，根據DST變功率工況測試曲線進行模擬，由于標準測試曲線時間較長，此處取其中的一段測試時間曲線作為參考。仿真結果如圖10所示，圖中上方曲線為標準工況功率測試曲線，下方為系統(tǒng)仿真后跟隨給定響應的功率曲線，由仿真波形可以看出系統(tǒng)可以跟隨響應。

對應測試的電池剩余電量SOC曲線和電池端電壓波形如圖11所示。由圖可見，當功率為負時，動力電池放電，電池電量下降，端電壓下降；當功率為正時，動力電池充電，電池電量上升，端電壓上升。電池電壓短時間不會發(fā)生突變，端電壓波動范圍很小。

圖10 DST功率跟隨仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of DST power-tracking

4.2 實驗與分析

為了驗證系統(tǒng)的可行性，本文搭建了硬件實驗平臺?？刂破鞑捎肨I公司TMS320F28335DSP，其具備強大的浮點運算能力和豐富的外設單元，檢測和給定信號通過外部調理電路進入DSP，經過數(shù)據處理，并借助驅動電路，對主電路的功率開關管進行控制，實現(xiàn)能量的雙向流動。

圖12為兩相電感電流與疊加后的總電流，可見，疊加后的電流紋波大大減小。因此該電路結構有利于減小電流紋波、電感和電容體積，提高變換器的功率密度。

實驗中，設定充電電流為正方向，放電電流為負方向。圖13為充電Buck模式下電路的動態(tài)響應，充電電流從8 A下降到6 A，響應時間約100 ms；圖14為放電Boost模式下電路的動態(tài)響應，放電電流從4 A下降到8 A，響應時間約150 ms。

為了實現(xiàn)能量的雙向流動，動力電池測試系統(tǒng)對變換器的充、放電動態(tài)切換特性提出較高的要求，快速的充放電切換才能滿足電動汽車在復雜工況下頻繁的加速和減速。圖15是動力電池由充電4 A切換至放電4 A的特性，切換約200 ms左右，電池端電壓略微下降；圖16為放電4 A切換至充電4 A，切換時間約200 ms左右，電池端電壓略微上升。

針對不同工況下汽車行駛狀態(tài)，選擇DST標準功率測試曲線，進行等比例縮小，選取其中某一小段進行測試。圖17和圖18分別為實測的功率響應曲線，可以看出，實測的功率跳變和標準DST曲線基本跟隨，動態(tài)響應時間大概在100 ms左右。

圖11 電池剩余電量SOC曲線和電壓波形Fig.11 SOC curve of residual power and voltage waveform of a battery

圖12 電感電流紋波波形Fig.12 Ripple waveforms of inductance current

圖13 Buck模式動態(tài)響應Fig.13 Dynamic response in Buck mode

圖14 Boost模式動態(tài)響應Fig.14 Dynamic response in Boost mode

圖15 充電切換至放電Fig.15 Switching from charging to discharging

圖16 放電切換至充電Fig.16 Switching from discharging to charging

圖17 實測響應功率曲線1Fig.17 Measured power response curve in working condition 1

圖18 實測響應功率曲線2Fig.18 Measured power response curve in working condition 2

5 結語

本文主要分析了動力電池測試系統(tǒng)中雙向DC/DC變換器，設計了基于PI控制的電流環(huán)控制器實現(xiàn)電池充放電測試，同時采用三相交錯并聯(lián)結構有效減少了輸出電流紋波，減小了電感電容體積，提高了變換器的功率密度。驗證動態(tài)工況下變功率測試時系統(tǒng)的動態(tài)性能，實驗結果顯示所設計的交錯并聯(lián)雙向DC/DC變換器具有良好的動態(tài)特性，可以滿足動力電池測試系統(tǒng)的測試要求。

[1]INEEL.PNGVbatterytestmanual:DOE/ID-10597[S].2001,2.

[2]USABC.Electric vehicle battery test procedures manual:DOE/ID-10479[S].United States Advanced Battery Consortium,1996.

[3]龍波,李迅波,郝曉紅,等.并網能量回收動力電池組測試系統(tǒng)拓撲及其控制[J].電工技術學報,2014,29（4）:323-328.Long Bo,Li XunBo,Hao Xiaohong,et al.Topology and control of grid-connected energy recovery power accumulator battery pack testing system[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2014,29（4）:323-328（in Chinese）.

[4]Schupbach R M,Balda J C.Comparing DC-DC converters for power management in hybrid electric vehicles[C].Electric Machines and Drives Conference,2003,IEMDC'03,IEEE International,2003,3:1369-1374.

[5]封焯文,粟梅,孫堯,等.用于電動汽車的雙向交錯式DC/DC變換器的設計[J].電力電子技術,2010,44（9）:16-17.Feng Zhuowen,Su Mei,Sun Yao,et al.A bidirectional Interleaved DC/DC converter for electric vehicle applications[J].Power Electronics Technology,2010,44（9）:16-17（in Chinese）.

[6]Zhang Junhong,Lai Jih-sheng,Yu Wensong.Bidirectional DC-DC converter modeling and unified controller with digital implementation[C].2018 Twenty-third Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition.Austin,USA,2008:1747-1753.

[7]徐德鴻.電力電子系統(tǒng)建模及控制[M].北京:機械工業(yè)出版社,2006.

[8]Calderon-Lopez G,Forsyth A J,Nuttall D R.Design and performance evaluation of a 10 kW interleaved boost converter for a fuel cell electric vehicle[C].Power Electronics and Motion Control Conference,2006,8（2）:1-5.

[9]左龍,廖勇.車用雙向DC/DC控制策略研究及參數(shù)選擇[J].電源學報,2014,12（2）:62-68.Zuo Long,Liao Yong.Control strategy study and control parameter selection for Bi-DC/DC converter of eletric vehicle[J].Journal of Power Supply,2014,12（2）:62-68（in Chinese）.