基于矢量控制的VIENNA整流器研究與實(shí)現(xiàn)

史敏靜 黃亞軍

摘 要：在能量不需要雙向流動(dòng)的應(yīng)用場(chǎng)合，三相三電平三開(kāi)關(guān)VIENNA 整流器得到了廣泛應(yīng)用。分析了VIENNA整流器的工作原理，設(shè)計(jì)了考慮中性點(diǎn)電位偏移的三電平SVPWM調(diào)制策略。對(duì)于電流方向判別在過(guò)零點(diǎn)容易誤判問(wèn)題，采用了在dq坐標(biāo)系中濾波，再反變換到abc坐標(biāo)系統(tǒng)的方法，消除了紋波對(duì)區(qū)間判斷的影響?？刂撇呗圆捎没赟VPWM的VIENNA整流器的電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)矢量控制策略，最后進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，提出的控制方法，能夠?qū)崿F(xiàn)系統(tǒng)單位功率因數(shù)校正和低電流畸變。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了該整流器控制簡(jiǎn)單，具有良好的動(dòng)態(tài)性能和靜態(tài)性能。

關(guān)鍵詞：VIENNA整流器； 電壓空間矢量脈寬調(diào)制； 矢量控制； 中點(diǎn)電位平衡

DOI：10.16640/j.cnki.37-1222/t.2018.08.128

0 引言

隨著現(xiàn)代工業(yè)化進(jìn)程的不斷推進(jìn)，電網(wǎng)諧波問(wèn)題變得越來(lái)越不容忽視[1]。傳統(tǒng)的整流電路存在輸入電流諧波大和系統(tǒng)功率因數(shù)低的缺點(diǎn)，造成電網(wǎng)電能的利用率降低。實(shí)現(xiàn)裝置單位功率因數(shù)，降低網(wǎng)側(cè)電流畸變是PFC技術(shù)的主要目標(biāo)。相較于其它三相PWM整流器，VIENNA整流器具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、開(kāi)關(guān)管、二極管等器件兩端承受電壓應(yīng)力小、網(wǎng)側(cè)電感電流紋波小等優(yōu)點(diǎn)[2-4] ，在高壓、中大功率等性能要求較高的場(chǎng)合均能獲得理想效果。

VIENNA整流器的控制方式主要分為基于SVPWM技術(shù)的矢量控制[5-7]和單周期控制[8-9]。單周期控制實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但忽略電流內(nèi)環(huán)，對(duì)電網(wǎng)的要求和電流波形要求高；矢量控制控制因其控制性能優(yōu)越、響應(yīng)快速、簡(jiǎn)單易行而廣泛運(yùn)用于PWM整流器等功率因數(shù)校正電路。本文研究了VIENNA 整流器的閉環(huán)控制策略，并針對(duì)上述中點(diǎn)波動(dòng)問(wèn)題，通過(guò)調(diào)節(jié)直流偏移量實(shí)現(xiàn)直流側(cè)中點(diǎn)電壓平衡控制，最后搭建了PSIM下的仿真模型和搭建了一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該方案的采用確保了VIENNA 整流器系統(tǒng)具有優(yōu)良的輸入性能和直流穩(wěn)壓性能的同時(shí)，較好地實(shí)現(xiàn)了中點(diǎn)電壓平衡控制。

1 VIENNA整流器的工作原理

三相三電平VIENNA整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，圖中，、、為三相輸入電源電壓，為交流側(cè)三相電感，、、為電感電流，、、為雙向開(kāi)關(guān)管，、為整流器輸出端上下濾波電容，、為、上的電壓，為負(fù)載電阻，為負(fù)載電阻上的輸出電壓。

ABC三點(diǎn)與M點(diǎn)之間的電壓可以表示為：當(dāng)導(dǎo)通，；當(dāng)關(guān)斷，且，；當(dāng)關(guān)斷，且，。為描述方便，引入單刀三擲開(kāi)關(guān)，三位置分別為p，M，n，開(kāi)關(guān)在相應(yīng)的位置合上為1，否則為0。與之間的關(guān)系可表示為：

（1）

令，與之間的關(guān)系可表示為：

（2）

其中sign為符號(hào)函數(shù)。

三相電感的微分方程可由下面的方程來(lái)描述：

（3）

設(shè)為直流側(cè)中點(diǎn)M與中性點(diǎn)N之間的電壓，與， ，之間的關(guān)系為：

（4）

在三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)中滿(mǎn)足，忽略電感上的壓降，可得：

，

將式（4）代入式（3），可得：

（5）

結(jié)合式（3）、（4）、 （5）可得：

（6）

對(duì)于節(jié)點(diǎn)p，M，n可通過(guò)基爾霍夫定律分別得到如下關(guān)系：

（7）

（8）

（9）

2 VIENNA整流器的矢量控制

在式（6）中，令、、為調(diào)制后的控制電壓，如式（10）：

（10）

則式（6）變?yōu)椋?/p>

（11）

這樣就可以采用廣泛使用的PWM整流器的前饋解耦雙閉環(huán)控制策略。VIENNA整流器矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如下圖2所示。abc三相系統(tǒng)經(jīng)過(guò)變換得到兩相系統(tǒng)，采樣的三相電壓經(jīng)過(guò)鎖相環(huán)得到dq 變換的參考相位角。根據(jù)參考相位角將坐標(biāo)系統(tǒng)參數(shù)變換為dq坐標(biāo)系統(tǒng)。VIENNA整流器矢量控制采用電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。電壓外環(huán)控制使直流母線電壓保持穩(wěn)定，且采樣的直流母線電壓與參考電壓給定值比較后的偏差值經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后作為d軸電流給定參考值；內(nèi)環(huán)電流的控制引入、的前饋解耦控制，且、的電流環(huán)均采用PI 調(diào)節(jié)控制，以此來(lái)實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的正弦化，最后經(jīng)SVPWM調(diào)制產(chǎn)生控制VIENNA整流器的觸發(fā)脈沖。

3 三電平SVPWM實(shí)現(xiàn)

3.1 基于二電平的三電平SVPWM實(shí)現(xiàn)

三位置開(kāi)關(guān)產(chǎn)生的電壓為正、零和負(fù)電壓，可表示為1、0、-1。假設(shè)直流側(cè)電容 、兩端的電壓相同，考慮到三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)中不可能出現(xiàn)三相電壓同為正和同為負(fù)的情況，可以得到共有種電位組合狀態(tài)，可以產(chǎn)生19種矢量，開(kāi)關(guān)狀態(tài)和矢量之間的關(guān)系如圖3所示。

VIENNA整流器的三電平狀態(tài)與電流的方向有關(guān)，在實(shí)現(xiàn)電壓調(diào)制時(shí)，必須滿(mǎn)足電壓和電流矢量同極性；首先根據(jù)電流矢量的極性，可以將整個(gè)三電平大六邊形平面劃分成6個(gè)小扇區(qū)，而每個(gè)小扇區(qū)由小六邊形組成。當(dāng)abc三相電流為+、-、-時(shí)，電流區(qū)間為I，如圖3中的灰色區(qū)域。設(shè)被調(diào)制的參考矢量為，利用三角形法則，，的作用時(shí)間為一個(gè)PWM周期，而可由和利用二電平SVPWM實(shí)現(xiàn)。

3.2 電流極性判斷

因電流受PWM高頻干擾、系統(tǒng)噪聲等因素的影響，通過(guò)傳感器直接采樣的電流往往含有大量諧波，對(duì)電流極性進(jìn)行判斷，在過(guò)零點(diǎn)容易產(chǎn)生誤判。若對(duì)直接采樣的電流進(jìn)行濾波再判斷極性，又存在電流相位滯后的問(wèn)題?？紤]到在dq坐標(biāo)系中的量為直流量，對(duì)直流量進(jìn)行濾波不存在相位滯后的問(wèn)題，因此，本文將三相電流先變換到dq坐標(biāo)系進(jìn)行濾波，得到只含有基波分量的d軸電流和q軸電流，再將其反變換回abc坐標(biāo)系，得到光滑的三相正弦波電流，這樣就可以相對(duì)準(zhǔn)確地判斷電流極性。坐標(biāo)變換法的電流極性判斷實(shí)現(xiàn)流程如圖4所示。

3.3 中點(diǎn)電位平衡控制

由于實(shí)際電路不能做到完全對(duì)稱(chēng)，中點(diǎn)電壓會(huì)發(fā)生偏離，會(huì)導(dǎo)致注入電網(wǎng)的電流諧波分量增加，嚴(yán)重時(shí)可能導(dǎo)致開(kāi)關(guān)器件及直流側(cè)電容承受過(guò)高電壓而損壞。分析發(fā)現(xiàn)零矢量和大矢量對(duì)電容中點(diǎn)電位無(wú)影響，中矢量對(duì)電容中點(diǎn)電位的影響是不確定的，而小矢量的兩組電位組合狀態(tài)對(duì)電容中點(diǎn)電位的影響是相反的；負(fù)小矢量使直流側(cè)電容放電、充電，中點(diǎn)電位將上升，正小矢量使直流側(cè)電容充電、放電，中點(diǎn)電位將下降。定義，對(duì)進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，即：

（12）

假設(shè)小矢量對(duì)應(yīng)正、負(fù)冗余開(kāi)關(guān)狀態(tài)的作用時(shí)間為、，且， 則作用時(shí)間的調(diào)整公式為：，。重新分配正、負(fù)小矢量的作用時(shí)間，便可以有效的抑制中點(diǎn)電位的波動(dòng)。

4 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)前面所述的控制方法，利用PSIM仿真軟件對(duì)三相VIENNA整流器進(jìn)行仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。仿真時(shí)具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：三相輸入電壓對(duì)稱(chēng)，線電壓為380VAC/50Hz；直流側(cè)輸出電壓為750V；開(kāi)關(guān)頻率為20kHz；三相輸入濾波電感為3mH；直流側(cè)兩個(gè)輸出電容均為1000uF。

仿真時(shí)，初始負(fù)載電阻為120，在0.04s負(fù)載增加，電阻值變?yōu)?0，為驗(yàn)證中性點(diǎn)電位平衡控制效果，在電容上并聯(lián)一個(gè)400的電阻，且、的初始電壓也不同，分別為270V和300V。圖5為仿真結(jié)果圖。由圖可以看出交流側(cè)電壓和電流同相位，三相輸入電流呈現(xiàn)正弦化，同時(shí)兩輸出電容的電壓穩(wěn)定在375V左右，電壓波動(dòng)值也很小。

圖6為實(shí)驗(yàn)時(shí)輸出功率為7.5kW時(shí)a、b兩相輸入電流波形圖。由圖可看出，控制策略可以使輸入電流波形呈現(xiàn)正弦波，經(jīng)功率分析儀的測(cè)量結(jié)果顯示輸入電流諧波含量為2.2%，各奇次斜波含量與THD值均明顯下降。

圖7為a相輸入電流與ab線電壓波形圖，圖線電壓波形相位超前于A相輸入電流波形相位30°，即滿(mǎn)足輸入電流波形與輸入相電壓波形同相位。

圖8為直流側(cè)上下電容電壓波形圖，由圖可看出：上下電容電壓的差值穩(wěn)定在10V左右，實(shí)現(xiàn)了穩(wěn)壓效果。

5 結(jié)論

本文分析了VIENNA整流器拓?fù)涞幕竟ぷ髟恚敿?xì)分析了該結(jié)構(gòu)的SVPWM脈寬調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方法，提出了基于dq坐標(biāo)系的電流濾波方法，消除了電流紋波對(duì)電流區(qū)間的誤判。采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)了VIENNA整流器的輸出性能要求。通過(guò)PSIM仿真平臺(tái)搭建了VIENNA整流器的仿真模型和驗(yàn)證樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該整流器具有良好的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)運(yùn)行的目標(biāo)，網(wǎng)側(cè)諧波含量少，直流母線紋波小，負(fù)載突變時(shí)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快。

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