基于MOSFET導(dǎo)通電阻的無刷直流電機(jī)相電流采樣技術(shù)研究

楊天+張捍東

摘 要：無刷直流電機(jī)矢量控制（FOC）對(duì)相電流的采樣要求很高，文中利用MOSFET導(dǎo)通時(shí)自身的內(nèi)阻代替?zhèn)鹘y(tǒng)的精密電阻以實(shí)現(xiàn)相電流的采樣。在實(shí)際應(yīng)用中，該技術(shù)可以節(jié)約成本，簡(jiǎn)化電路，特別在大功率場(chǎng)合，大電流流過精密電阻時(shí)會(huì)產(chǎn)生很大的額外功率損耗，這使得利用MOSFET導(dǎo)通電阻實(shí)現(xiàn)電流采樣具有很高的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。文章鑒于MOSFET導(dǎo)通電阻受溫度、電流變化的影響，通過對(duì)溫度、電流的實(shí)時(shí)檢測(cè)，實(shí)現(xiàn)對(duì)阻值的補(bǔ)償控制。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了基于MOSFET導(dǎo)通電阻相電流采樣的精確性，并能夠很好地應(yīng)用于無刷直流電機(jī)的矢量控制系統(tǒng)中。

關(guān)鍵詞：電流采樣；無刷直流電機(jī)；MOSFET；導(dǎo)通電阻；溫度；矢量控制

中圖分類號(hào)：TP202；TM33 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：2095-1302（2017）03-00-04

0 引 言

無刷直流電機(jī)相比于感應(yīng)電機(jī)、有刷電機(jī)等電機(jī)擁有壽命長(zhǎng)、維護(hù)少，產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩大，同體積能夠產(chǎn)生更大輸出功率，加減速特性好，電磁干擾小等優(yōu)點(diǎn)。近年來，無刷直流電機(jī)被應(yīng)用于越來越多的場(chǎng)合。隨著電機(jī)控制技術(shù)的不斷進(jìn)步，矢量控制（FOC）、直接轉(zhuǎn)矩控制（DTC）、智能控制等先進(jìn)控制方案的提出和深入研究，尤其是矢量控制技術(shù)的不斷成熟，在許多行業(yè)取代傳統(tǒng)方波控制已成為趨勢(shì)。

無刷直流電機(jī)矢量控制需要通過采集三相電流值來實(shí)現(xiàn)算法控制。MOSFET導(dǎo)通時(shí)自身存在內(nèi)阻，導(dǎo)通電阻阻值受溫度、電流影響呈規(guī)律性變化[1]，工程中完全可以通過適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償完成對(duì)導(dǎo)通電阻阻值的實(shí)時(shí)校正，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)相電流值的準(zhǔn)確采樣。與傳統(tǒng)的三電阻采樣相比，利用MOSFET內(nèi)阻采樣電流時(shí)完全可以去掉三個(gè)采樣電阻，優(yōu)化硬件電路，節(jié)約成本；同時(shí)避免了電流在功率電阻上產(chǎn)生的功率損耗，該技術(shù)更適用于大功率場(chǎng)合。文獻(xiàn)[2]提出了大功率場(chǎng)合基于MOSFET導(dǎo)通電阻的電流采樣技術(shù)，并針對(duì)MOSFET多管并聯(lián)電路分析論證了該技術(shù)的實(shí)際可行性。但文獻(xiàn)中默認(rèn)MOSFET導(dǎo)通電阻阻值是固定的，未考慮溫度、電流對(duì)阻值的影響[2]。文獻(xiàn)[3]只是籠統(tǒng)提出MOSFET導(dǎo)通電阻隨溫度變化呈線性變化規(guī)律，可以通過相應(yīng)的補(bǔ)償控制實(shí)現(xiàn)基于MOSFET導(dǎo)通電阻的電流采樣[3]，但文獻(xiàn)沒有分析論證，也沒有給出具體的實(shí)現(xiàn)方法。

本文基于MOSFET導(dǎo)通電阻的電流采樣技術(shù)，分析了MOSFET導(dǎo)通電阻的阻值受溫度、電流影響的變化規(guī)律，給出了具體的軟件補(bǔ)償算法和硬件電路。最后搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，測(cè)試驗(yàn)證了電流采樣的精度，該技術(shù)可以很好地應(yīng)用于電機(jī)的矢量控制中。

1 MOSFET導(dǎo)通電阻電流采樣方案的分析

1.1 MOSFET導(dǎo)通電阻特性的研究分析

MOSFET導(dǎo)通電阻是指導(dǎo)通時(shí)漏源電壓與漏源電流之比，記RON=VDS/IDS。MOSFET是由加在輸入端柵極的電壓VGS來控制輸出端漏極的電流IDS。同時(shí)，MOSFET結(jié)溫的升高導(dǎo)致載流子遷移率發(fā)生變化，進(jìn)而影響漏源電流IDS，最終改變了導(dǎo)通電阻RON。本文通過搭建圖1所示的MOSFET測(cè)試電路，進(jìn)一步測(cè)試分析了導(dǎo)通電阻的變化規(guī)律。MOSFET以STP80NF70為例。

STP80NF70輸出特性曲線如圖2所示，STP80NF70轉(zhuǎn)移特性曲線如圖3所示[4]。

由圖2可知，VGS越大MOSFET的導(dǎo)通效果越好，導(dǎo)通電阻RON越小。由圖3可知，當(dāng)VGS大于開啟電壓4 V時(shí)，MOSFET開始導(dǎo)通；當(dāng)VGS達(dá)到9 V以上時(shí)，MOSFET完全導(dǎo)通，此時(shí)導(dǎo)通電阻很小。在MOS管GS兩端施加10 V電壓，測(cè)試不同溫度和電流條件下對(duì)MOS管導(dǎo)通電阻RON的影響。

由圖4可以看出導(dǎo)通電阻典型值隨電流ID的增加變化幅度相對(duì)較小，總體呈近似線性關(guān)系；由圖5可知，溫度變化對(duì)RON影響較大，RON值呈正溫度系數(shù)變化，在最高溫度范圍內(nèi)導(dǎo)通電阻值可以達(dá)到典型值的2倍（典型值即為溫度在25℃情況下導(dǎo)通電阻的阻值）。

1.2 MOSFET導(dǎo)通電阻受溫度、電流影響的補(bǔ)償計(jì)算

由圖4可知，隨電流變化導(dǎo)通電阻典型值呈近似線性變化規(guī)律。這里對(duì)導(dǎo)通電阻典型值隨電流變化做線性補(bǔ)償，具體補(bǔ)償公式如式（1）所示，補(bǔ)償系數(shù)K1即為圖4中兩點(diǎn)間斜率的平均值，K1取3×10-3。

Rtyp（mΩ）=K1（ID-40）+8.2 （1）

圖5中縱坐標(biāo)單位為典型值，在25℃時(shí)縱坐標(biāo)值為1?？梢钥闯觯S溫度的變化，導(dǎo)通電阻相對(duì)典型值倍數(shù)呈線性變化規(guī)律。這里對(duì)導(dǎo)通電阻隨溫度變化做線性補(bǔ)償，具體補(bǔ)償公式如式（2）所示，補(bǔ)償系數(shù)K2為圖5中圖形的斜率，K2取7.5×10-3。

RON（mΩ）=Rtyp（K2T+0.83） （2）

式中， Rtyp為25℃時(shí)對(duì)應(yīng)電流的導(dǎo)通電阻典型值， T（℃）為溫度，ID（A）為漏極電流。

2 基于MOSFET導(dǎo)通電阻的相電流采樣具體實(shí)現(xiàn)

2.1 相電流采樣硬件電路的設(shè)計(jì)

圖6所示為基于MOSFET導(dǎo)通電阻采樣相電流的硬件電路圖。A，B，C三相對(duì)稱，以A相為例。

圖6中的運(yùn)放型號(hào)選用TSV914，通過運(yùn)放將VGS電壓信號(hào)放大輸出給微處理器，其放大倍數(shù)K=1+（R5/R2）。C5為消振電容，通過并聯(lián)小電容提供一個(gè)高頻交流負(fù)反饋通道來降低系統(tǒng)的高頻增益，從而防止發(fā)生高頻自激振蕩。R1、R2為10kΩ的輸入端平衡電阻，前面4個(gè)磁珠和2個(gè)小電容構(gòu)成兩級(jí)高頻濾波電路。同相輸入端上拉一個(gè)330 kΩ大電阻R3，相當(dāng)于一個(gè)加法器，拉高運(yùn)放同相輸入端的輸入電位以保證正負(fù)電流的準(zhǔn)確采樣。運(yùn)放輸出端經(jīng)低通濾波處理器。

導(dǎo)通電阻受溫度影響變化較大，需要實(shí)時(shí)采集溫度信息。本文利用溫敏電阻阻值隨溫度呈線性變化的特性，通過10 kΩ固定電阻和10 kΩ溫敏電阻構(gòu)成分壓電路將信號(hào)輸出給處理器。在PCB板的設(shè)計(jì)中，溫敏電阻需要放在溫度變化敏感的地方。圖7所示為溫敏電阻在電路板中合適的擺放位置。

如圖7所示，選用貼片溫敏電阻（RT）擺放在上層中間相（B）出線口附近，貼片對(duì)應(yīng)的下層是流過大電流的功率地。由于考慮到散熱等因素，溫敏電阻測(cè)得的溫度和實(shí)際的MOSFET溫度呈一定比例系數(shù)的差距，經(jīng)實(shí)際溫度測(cè)試，取MOSFET溫度為溫敏電阻溫度的1.4倍，通過溫敏電阻實(shí)測(cè)的溫度計(jì)算MOSFET的溫度。

2.2 相電流采樣及補(bǔ)償控制的軟件實(shí)現(xiàn)

圖8所示為基于MOSFET導(dǎo)通電阻的無刷直流電機(jī)的相電流采樣及相應(yīng)阻值補(bǔ)償計(jì)算的軟件程序流程圖。

如圖8所示，控制器上電后，主處理器（單片機(jī)）初始化，此時(shí)電機(jī)未工作，相電流ID為0。各項(xiàng)功能初始化后，程序進(jìn)入主循環(huán)，每次循環(huán)進(jìn)行一次溫度檢測(cè)及相關(guān)功能操作；當(dāng)處理器檢測(cè)到電機(jī)啟動(dòng)信號(hào)時(shí)，PWM捕獲功能啟動(dòng)，通過相應(yīng)的算法控制每個(gè)PWM周期中觸發(fā)捕獲的時(shí)間點(diǎn)，PWM捕獲觸發(fā)即開啟相應(yīng)通道的AD轉(zhuǎn)換，每個(gè)PWM周期轉(zhuǎn)換一次。AD轉(zhuǎn)換完成即進(jìn)入ADC完成中斷，在中斷中先進(jìn)行Rtyp和RON的計(jì)算，根據(jù)MOSFET導(dǎo)通電阻值和AD轉(zhuǎn)換得到的壓降值得出相電流值，最后根據(jù)FOC算法控制相序、占空比及PWM捕獲點(diǎn)。

3 實(shí)驗(yàn)分析

為了驗(yàn)證基于MOSFET導(dǎo)通電阻采樣無刷直流電機(jī)相電流的準(zhǔn)確性，本文采用圖6所示的電流采樣電路，選用STM32F103C6T6主控制芯片搭建了無刷直流電機(jī)控制器硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。在軟件設(shè)計(jì)中加入溫度、電流補(bǔ)償算法；測(cè)試電機(jī)為盛儀350 W電機(jī)SY73626PK6023YS1，相電流限流40 A，直流母線電流限流20 A。

圖9所示為實(shí)驗(yàn)測(cè)試所需要的設(shè)備，包括示波器，溫度、電流等各類探頭及電機(jī)控制器。圖10所示為實(shí)驗(yàn)測(cè)試現(xiàn)場(chǎng)，包括光中測(cè)功機(jī)測(cè)試系統(tǒng)。通過控制負(fù)載的變化，在不同溫度下對(duì)比測(cè)試傳統(tǒng)電阻電流采樣、基于MOSFET導(dǎo)通電阻的電流采樣及實(shí)際電流值?？紤]到無刷直流電機(jī)矢量控制時(shí)，相電流呈正弦波變化，故本文所測(cè)電流值為相電流的最大值。不同條件下電流采樣值與實(shí)際值的對(duì)比見表1所列。

由表1可知，在負(fù)載、溫度變化時(shí)，基于MOSFET導(dǎo)通電阻的電流采樣值與實(shí)際電流值相比較，在12 N·m負(fù)載，75℃時(shí)誤差值最大達(dá)到3.7%；限流時(shí)，在30 N·m負(fù)載，150℃時(shí)直流母線限流誤差最大達(dá)到+0.41 A，可見相對(duì)誤差較小。該技術(shù)可以應(yīng)用于許多電流采樣精度要求不高的行業(yè)，例如電動(dòng)自行車行業(yè)，在溫度0℃以上，直流母線電流小于20A的情況下，完全可以達(dá)到電流采樣精度小于5%，同時(shí)直流母線限流誤差在0.5 A內(nèi)的技術(shù)指標(biāo)要求。

將通過MOSFET導(dǎo)通電阻采樣的電流值結(jié)合FOC算法并實(shí)際運(yùn)用于無刷直流電機(jī)控制中，觀察電機(jī)工作情況，通過示波器捕捉相電流波形。由圖11可知，電機(jī)相電流波形近似正弦波，經(jīng)過長(zhǎng)時(shí)間測(cè)試，電機(jī)運(yùn)行穩(wěn)定。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了基于MOSFET導(dǎo)通電阻采樣電流的準(zhǔn)確性，并且可以很好地應(yīng)用于無刷直流電機(jī)的矢量控制中。

4 結(jié) 語

無刷直流電機(jī)矢量控制需要時(shí)刻采樣三相電流值，由于采用傳統(tǒng)精密電阻采樣電流會(huì)產(chǎn)生額外的功率損耗，考慮到MOSFET導(dǎo)通時(shí)自身存在的內(nèi)阻可以代替精密電阻實(shí)現(xiàn)相電流的采樣。本文進(jìn)一步分析了MOSFET導(dǎo)通電阻在溫度、電流不同條件下阻值變化的規(guī)律，并給出了硬件電路圖，從軟件上實(shí)現(xiàn)阻值的補(bǔ)償控制，最后搭建了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。通過測(cè)試實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了基于MOSFET導(dǎo)通電阻采樣相電流的準(zhǔn)確性，并且可以很好地應(yīng)用于無刷直流電機(jī)矢量控制方案中。由于避免了檢測(cè)電阻對(duì)電路系統(tǒng)造成的額外功率損失，在大功率電機(jī)控制領(lǐng)域有很好的應(yīng)用價(jià)值。

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