具有飛跨電容輔助橋臂的五電平高壓并網(wǎng)逆變器

魏米蘭, 曾翔君, 汪　航, 謝　靜, 龔德林

(西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院, 陜西省西安市 710049)

0　引言

目前,在超大功率(5 MW以上)直驅(qū)風(fēng)能變換系統(tǒng)(WECS)中,中高壓多電平或多模塊全功率變換器由于可以提高輸出電壓、降低電流、實(shí)現(xiàn)無(wú)升壓變壓器并網(wǎng)等特點(diǎn)而受到越來(lái)越多的重視[1-2]。對(duì)于多模塊變換器,模塊化多電平換流器(MMC)和級(jí)聯(lián)H橋的電壓源換流器(CHB-VSC)拓?fù)浔粡V泛的研究。MMC的每相橋臂均由多個(gè)子模塊級(jí)聯(lián)而成,這使得其具有拓展性強(qiáng)、設(shè)計(jì)靈活以及易于投入工程實(shí)際的優(yōu)點(diǎn)。除此之外,MMC輸出電平數(shù)隨子模塊數(shù)的增加而增加,在多電平輸出情況下,具有輸出電壓諧波含量較低的優(yōu)點(diǎn)。雖然MMC及其衍生的拓?fù)渚哂猩鲜鰞?yōu)點(diǎn),但MMC在運(yùn)行過(guò)程中由于電容電壓存在交流脈動(dòng)以及不均衡的情況,會(huì)產(chǎn)生相間環(huán)流,該環(huán)流會(huì)引起負(fù)序分量,造成相電流的不平衡。為了消除環(huán)流的影響并保持相間能量的平衡,需要引入復(fù)雜的環(huán)流抑制方法,比如文獻(xiàn)[3]提出的改進(jìn)載波移相調(diào)制策略。同時(shí)每個(gè)子模塊都需要一個(gè)直流電容,并且為了平抑低頻電壓的脈動(dòng),電容的容量選擇比較大,這將導(dǎo)致變流器的體積和成本比較高[4-5]。另外,MMC的每個(gè)橋臂都需要兩個(gè)濾波電感,且由于有直流電流流過(guò),存在直流偏磁的問(wèn)題。

CHB-VSC是通過(guò)基本的H橋單元級(jí)聯(lián)來(lái)實(shí)現(xiàn)高電壓,但在功率傳輸過(guò)程中,每個(gè)單元需要一個(gè)變壓器或多繞組發(fā)電機(jī)來(lái)提供獨(dú)立直流電源,直流電源的獲得比較困難,而且該種拓?fù)洳灰讓?shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行,使系統(tǒng)的構(gòu)成和控制方法比較復(fù)雜[6-7]。

相比之下,中點(diǎn)鉗位(NPC)多電平變換器是如今廣泛應(yīng)用于中高壓變換系統(tǒng)的單變換器[8]。它既不需要多個(gè)獨(dú)立的直流電源,也不需要數(shù)量眾多的電容器,只需要小容量電容器平抑直流母線的高頻紋波。同時(shí)與MMC和CHB-VSC相比,還具有開(kāi)關(guān)控制易于實(shí)現(xiàn)以及保護(hù)電路簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn),從而能夠降低成本和控制復(fù)雜性。目前得到廣泛應(yīng)用的多電平拓?fù)涫侨娖街悬c(diǎn)鉗位(3L-NPC)變換器,但3L-NPC變換器具有較低的輸出電壓,需要一個(gè)升壓變壓器來(lái)連接電網(wǎng)[9-10]。相比之下,五電平中點(diǎn)鉗位(5L-NPC)變換器可以產(chǎn)生比3L-NPC變換器更高的電壓和功率,還可以實(shí)現(xiàn)更高的效率。例如利用6 500 V等級(jí)的絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)器件可實(shí)現(xiàn)10 kV交流電壓輸出等級(jí),因此可直接與10 kV電網(wǎng)并聯(lián),而不需要升壓變壓器。但是其直流側(cè)存在中點(diǎn)不平衡問(wèn)題,使得變換器性能下降甚至不能正常工作。為了解決該問(wèn)題,國(guó)內(nèi)外學(xué)者提出了許多解決方案,主要分為兩種:修改調(diào)制策略和添加輔助電路。文獻(xiàn)[11-18]給出修改調(diào)制策略的方法,一種是在支持向量機(jī)(SVM)矢量調(diào)制中不使用與電容中點(diǎn)相關(guān)的電壓矢量,從而避免了直流電流流經(jīng)電容中點(diǎn)造成的電壓失衡,但采用這種調(diào)制策略也就意味著一個(gè)五電平逆變器電壓輸出將退化成一個(gè)三電平輸出,這不僅會(huì)增加諧波,同時(shí)也會(huì)導(dǎo)致每個(gè)周期的開(kāi)關(guān)動(dòng)作次數(shù)增加,從而增加了開(kāi)關(guān)損耗。另一種調(diào)制策略則是調(diào)整冗余矢量對(duì)占空比的控制策略,這種策略不會(huì)引起損耗和諧波的明顯變化,但是它的控制能力只能局限在有限的功率因數(shù)和調(diào)制度下,在高功率因數(shù)與高調(diào)制度條件下無(wú)法使電容中點(diǎn)電壓保持平衡。國(guó)內(nèi)外利用添加輔助電路來(lái)實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電壓平衡的方法有很多,文獻(xiàn)[19-22]中提出的是基于電感的輔助電路。為了維持中點(diǎn)電壓的平衡,由逆變器注入中點(diǎn)的失衡電流必須全部流經(jīng)直流電抗器,從而存在電感的體積和功率損耗都很大的問(wèn)題。

本文提出了一種基于自平衡飛跨電容輔助橋臂的新型5L-NPC逆變器拓?fù)?利用輔助橋臂的中點(diǎn)替換直流母線電容的中點(diǎn),并通過(guò)飛跨電容技術(shù)和簡(jiǎn)單的控制來(lái)實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)的自平衡,并且不使用電感,從而可以實(shí)現(xiàn)更高的效率。本文將對(duì)這種新型拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)、工作原理和控制方法進(jìn)行研究。

1　拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1展示了所提5L-NPC逆變器的拓?fù)?它由以下三部分構(gòu)成:常規(guī)5L-NPC開(kāi)關(guān)拓?fù)?、飛跨電容輔助橋臂和LCL濾波器。輔助橋臂由上下兩個(gè)三電平飛跨電容(3L-FC)橋臂(即Cf1和Cf2)以及一個(gè)跨接于中點(diǎn)A與B之間的飛跨電容Cf3(串聯(lián)一個(gè)電阻Rf)構(gòu)成。O點(diǎn)為直流母線電容(Cdc1和Cdc2)的中點(diǎn),而常規(guī)5L-NPC的直流電容中點(diǎn)A和B被Cf1和Cf2飛跨電容橋臂的中點(diǎn)代替。Cf1和Cf2的引入是為了實(shí)現(xiàn)A和B點(diǎn)的電壓平衡,而Cf3的引入是為了實(shí)現(xiàn)O點(diǎn)電壓的平衡。

圖1　具有輔助橋臂的5L-NPC逆變器拓?fù)銯ig.1　5L-NPC inverter topology with auxiliary bridge arm

對(duì)于額定輸出為10 MW/10 kV的逆變器系統(tǒng),若直流母線電壓等于16 kV,則本文所提5L-NPC逆變器與MMC兩種方案使用的有源和無(wú)源器件數(shù)目以及硅成本的對(duì)比如附錄A表A1所示(采用6 500 V/750 A商用IGBT和快速恢復(fù)二極管(FRD)芯片作為對(duì)比依據(jù))。

附錄A表A1中IGBT和FRD的成本只考慮管芯的成本,而不考慮封裝成本等,根據(jù)IGBT模塊封裝廠提供的數(shù)據(jù),同樣等級(jí)的FRD的成本大致為IGBT的1/3左右。由附錄A表A1可知,所提5L-NPC逆變器使用更少的IGBT,雖然使用的FRD較多,但是總硅成本仍比MMC少。另外,所提5L-NPC使用的直流電容和無(wú)源元件較MMC要少很多,這使得其具有更低的體積和成本。同時(shí),所提5L-NPC的控制方法相比MMC更簡(jiǎn)單,不需要復(fù)雜的環(huán)流控制,因此5L-NPC相比MMC具有很明顯的優(yōu)勢(shì)。

2　中點(diǎn)平衡控制

2.1　A和B點(diǎn)平衡控制策略

常規(guī)5L-NPC逆變器具有固有的中點(diǎn)電壓不平衡問(wèn)題,主要包括以下兩個(gè)方面:一個(gè)是中點(diǎn)A和B的電壓不平衡;另一個(gè)是中點(diǎn)O的電壓不平衡。其中A和B的電壓不平衡是因?yàn)楫?dāng)逆變器在高調(diào)制度和高功率因數(shù)條件下穩(wěn)定運(yùn)行時(shí),逆變器將產(chǎn)生直流電流注入中點(diǎn)A和B,進(jìn)而導(dǎo)致其電壓失衡。對(duì)此,本文提出添加兩個(gè)串聯(lián)的3L-FC輔助橋臂,用橋臂中點(diǎn)代替電容中點(diǎn)的控制方案。為證明其有效性,一個(gè)簡(jiǎn)化的等效電路模型如附錄A圖A1所示。

附錄A圖A1中,由于本文采用的開(kāi)關(guān)頻率為2.5 kHz,在這個(gè)頻率下相電流可以作為恒流源,因此此處將相電流等效成恒流源(ia,ib和ic),恒流源電流經(jīng)5L-NPC開(kāi)關(guān)電路轉(zhuǎn)變?yōu)镻,A,O,B,N間流動(dòng)的直流電流。以A點(diǎn)為例,由逆變器流至A點(diǎn)的直流電流iA可表示為:

(1)

(2)

式中:Sxj為5L-NPC逆變器每相橋臂的5種開(kāi)關(guān)狀態(tài)(分別用0,1,2,3,4表示)所對(duì)應(yīng)的開(kāi)關(guān)函數(shù);ds為該開(kāi)關(guān)狀態(tài)所對(duì)應(yīng)的占空比。

以a相為例,當(dāng)選擇不同的開(kāi)關(guān)函數(shù)Sa0至Sa4時(shí),恒流源ia分別與直流母線的P,A,O,B和N接通。式(1)中Sxj和ds取決于逆變器SVM調(diào)制器的調(diào)制度m和功率因數(shù)角φ。當(dāng)采用文獻(xiàn)[23]給出的SVM調(diào)制方法時(shí),可以畫(huà)出不同功率因數(shù)角φ與調(diào)制度m下中點(diǎn)電流iA的平均值|IA|的歸一化值,即|IA/Ia_ph|,其中Ia_ph為a相電流的峰值,如附錄A圖A2所示。流經(jīng)B點(diǎn)的直流電流與A點(diǎn)大小相同,方向相反。

由附錄A圖A2可看出,當(dāng)功率因數(shù)接近0時(shí),幾乎沒(méi)有直流電流流入A和B點(diǎn),但當(dāng)功率因數(shù)為1時(shí),逆變器可產(chǎn)生高于50%相電流峰值的直流電流注入中點(diǎn)A和B,從而引起A和B點(diǎn)電壓不平衡。對(duì)此,本文采用兩個(gè)串聯(lián)的3L-FC輔助橋臂提供電流通路來(lái)抵消流經(jīng)電流對(duì)中點(diǎn)電壓平衡的影響。

3L-FC橋臂有4種開(kāi)關(guān)狀態(tài),但只有兩種被使用,以上橋臂為例,分別是O1(S1開(kāi),S2關(guān),S3開(kāi),S4關(guān))和O2(S1關(guān),S2開(kāi),S3關(guān),S4開(kāi))。則上下橋臂開(kāi)關(guān)狀態(tài)有4種組合,其中對(duì)O點(diǎn)有平衡作用的狀態(tài)組合只有O1-O1與O2-O2,理想狀態(tài)下其占空比均近似為50%,因此此處選取這兩種主要的開(kāi)關(guān)狀態(tài)O1-O1與O2-O2對(duì)A點(diǎn)電壓平衡控制進(jìn)行分析,這兩種開(kāi)關(guān)狀態(tài)下5L-NPC逆變器簡(jiǎn)化電路圖如附錄A圖A3所示(為維持O點(diǎn)平衡引入Cf3與串聯(lián)電阻Rf)。其中,來(lái)自5L-NPC的中點(diǎn)電流iA和iB既含直流分量又有交流脈動(dòng)分量,直流分量被用于Cf1和Cf2的平衡控制,由于交流分量只會(huì)導(dǎo)致電壓脈動(dòng)而不會(huì)引起Cf1和Cf2的電壓失衡,因此在分析Cf1和Cf2的平衡控制時(shí)可以用直流恒流源來(lái)代替iA和iB。

A點(diǎn)電壓平衡控制(B點(diǎn)類似)將根據(jù)附錄A圖A3給出的兩種狀態(tài)下輔助橋臂等效電路進(jìn)行分析。為簡(jiǎn)化分析,假定此時(shí)O點(diǎn)電壓是平衡的,即VPO=VON=Vdc/2。根據(jù)附錄A圖A3所給等效電路,若飛跨電容Cf1兩端電壓ucf1被控為Vdc/4,則在開(kāi)關(guān)狀態(tài)為O1-O1時(shí),VAO=VPO-ucf1=Vdc/4,而在開(kāi)關(guān)狀態(tài)為O2-O2時(shí),VAO=ucf1=Vdc/4,即在任意時(shí)刻VAO=VPO/2,A點(diǎn)電壓平衡。同理,若飛跨電容Cf2兩端電壓ucf2被控制為Vdc/4,則B點(diǎn)電壓平衡,從而實(shí)現(xiàn)了中點(diǎn)A和B的平衡。

若不添加飛跨電容Cf3,則恒流源iA的電流全部流至飛跨電容Cf1,使得在O1-O1狀態(tài)下,Cf1一直放電,在O2-O2狀態(tài)下,Cf1一直被充電。這樣就能通過(guò)調(diào)節(jié)O1-O1和O2-O2狀態(tài)占空比(dO1與dO2)來(lái)控制A點(diǎn)電壓平衡,并且在平衡時(shí)dO1=dO2=50%。

添加飛跨電容Cf3后,根據(jù)附錄A圖A3(a)中O1-O1狀態(tài)下的等效電路,可看出iA的部分電流分流流入了Cf3,此時(shí)流經(jīng)Cf1的電流為:

(3)

由式(3)可知,開(kāi)關(guān)狀態(tài)為O1-O1時(shí),飛跨電容Cf1的充放電狀態(tài)不僅取決于iA的大小,還與iO1有關(guān)。iO1決定于飛跨電容Cf1,Cf2與Cf3的瞬時(shí)電壓值和串聯(lián)電阻Rf的大小。當(dāng)iO1iA時(shí),電容Cf1被充電。因此O1-O1狀態(tài)下飛跨電容Cf1既可能被充電也可能放電。但如果選取合適Rf值,使iA電流值大于|iO1|,則能減小各飛跨電容瞬時(shí)電壓對(duì)Cf1充放電的影響,確保在O1-O1狀態(tài)下電容Cf1一直放電。此時(shí),串聯(lián)電阻Rf的阻值應(yīng)滿足:

(4)

同理,根據(jù)附錄A圖A3(b)給出的在O2-O2狀態(tài)下添加Cf3輔助橋臂后的等效電路,此時(shí)流經(jīng)Cf1電流為:

(5)

由式(5)可知,在O2-O2狀態(tài)下,電容Cf1充放電同樣與Cf1,Cf2與Cf3瞬時(shí)電壓值和電阻Rf有關(guān)。通過(guò)選取合適Rf值,使iA電流值大于|iO2|時(shí),能確保在O2-O2狀態(tài)下電容Cf1一直被充電。此時(shí),串聯(lián)電阻Rf的阻值應(yīng)滿足:

(6)

最終,所選取的電阻Rf的阻值需同時(shí)滿足式(4)與式(6),式中的分母電流項(xiàng)采用iA的直流分量,分子中的瞬時(shí)電壓差則由iA的交流分量在Cf1和Cf2上引起的電壓差來(lái)估計(jì)。這樣就能通過(guò)調(diào)節(jié)O1-O1和O2-O2狀態(tài)占空比使飛跨電容Cf1穩(wěn)定在Vdc/4。當(dāng)Rf值足夠大,則iA將遠(yuǎn)大于|iO1|,分流至Cf3電流幾乎可忽略,此時(shí)兩種狀態(tài)占空比均接近50%。由于上下橋臂可以獨(dú)立控制,相互隔離,可采用類似的原則控制下橋臂去平衡Cf2的電壓,使兩端電壓ucf2穩(wěn)定在Vdc/4。

2.2　O點(diǎn)平衡控制策略

在理想情況下,由逆變器產(chǎn)生的流入O點(diǎn)的直流電流為零,因此O點(diǎn)電壓是平衡的。但在實(shí)際情況中,由于死區(qū)、諧波和不均勻的器件電壓降等非理想因數(shù),O點(diǎn)存在直流電壓漂移現(xiàn)象,除此之外,由兩個(gè)3L-FC輔助橋臂引起的O點(diǎn)的直流漂移電流也不能被忽略。

為解決O點(diǎn)的直流漂移問(wèn)題,在輔助電路中跨接于A,B點(diǎn)之間的飛跨電容Cf3可實(shí)現(xiàn)O點(diǎn)電壓的自平衡。為說(shuō)明Cf3對(duì)O點(diǎn)的平衡原理,一個(gè)簡(jiǎn)化的5L-NPC逆變器模型如附錄B圖B1所示。圖中,飛跨電容器Cf1和Cf2被兩個(gè)Vdc/4直流電壓源代替,由于從5L-NPC流至A和B點(diǎn)的恒定電流iA,iB對(duì)O點(diǎn)電壓平衡沒(méi)有直接的影響,此處則將兩恒流源做斷開(kāi)處理(圖中用紅色叉號(hào)表示)。除此之外,考慮到理想開(kāi)關(guān)模型不能反映O點(diǎn)的實(shí)際直流漂移現(xiàn)象,在附錄B圖B1的模型中采用向O點(diǎn)注入具有5%峰值相電流幅度的恒定直流電流Idrift來(lái)模擬漂移電流。

根據(jù)附錄B圖B1的模型,在O1-O1和O2-O2狀態(tài)下的輔助橋臂簡(jiǎn)化電路如圖2(a)和(b)所示。

圖2　4種開(kāi)關(guān)組合狀態(tài)下輔助橋臂簡(jiǎn)化電路圖Fig.2　Simplified circuit diagrams of auxiliary bridge arm under four switch combination states

由圖2可知,在O點(diǎn)電壓平衡情況下,Cf3的穩(wěn)態(tài)電壓為Vdc/2。但是在漂移電流的作用下,Cdc2會(huì)被充上過(guò)量的電荷使它的電壓升高,同時(shí)Cdc1上的電壓下降。根據(jù)圖2(b)可知,在O2-O2狀態(tài)下Cdc2上的過(guò)量電荷將向Cf3釋放,然后在圖2(a)給出的O1-O1狀態(tài)下補(bǔ)充回Cdc1上,進(jìn)而對(duì)O點(diǎn)失衡起到抑制的作用。

除此之外,另外兩種開(kāi)關(guān)狀態(tài)(O1-O1和O2-O1)下輔助橋臂簡(jiǎn)化電路如圖2(c)和(d)所示?？梢钥闯?O1-O2和O2-O1開(kāi)關(guān)狀態(tài)下沒(méi)有可以補(bǔ)償Idrift的電流流入O點(diǎn),因此O1-O2和O2-O1狀態(tài)對(duì)O點(diǎn)電壓沒(méi)有影響,但它所構(gòu)成的電流回路可以將Cf3兩端的電壓鉗位至Vdc/2。與飛跨電容Cf3串聯(lián)的電阻Rf是為了限制開(kāi)關(guān)瞬間沖擊電流，以防止器件損壞,但是過(guò)大的Rf會(huì)抑制Cf3向Cdc1和Cdc2的充放電電流,對(duì)O點(diǎn)的電壓平衡是不利的。

因此在上下橋臂的4種開(kāi)關(guān)狀態(tài)的組合中,只有O1-O1和O2-O2狀態(tài)對(duì)O點(diǎn)有平衡作用。從而在利用飛跨電容Cf3對(duì)O點(diǎn)進(jìn)行控制時(shí),應(yīng)盡量采用O1-O1和O2-O2狀態(tài)。由前文2.1節(jié)的討論可知,在控制電流iA和iB很大的情況下,上橋臂和下橋臂的O1和O2兩種開(kāi)關(guān)狀態(tài)占空比各占50%,因此上下橋臂O1-O1和O2-O2組合狀態(tài)占空比也均接近50%。這對(duì)于O點(diǎn)平衡是非常有利的。如果僅有圖2(a)和(b)兩種狀態(tài),可推導(dǎo)出O點(diǎn)的電壓偏差與電阻Rf的關(guān)系為:

(7)

式中:τ=(2Cdc+Cf3)/(2CdcRfCf3);Ts為開(kāi)關(guān)周期。

由式(7)可知,O點(diǎn)產(chǎn)生的電壓偏差與Rf的取值成正比。因此Rf的取值還應(yīng)根據(jù)允許的電壓偏差ΔUON來(lái)選擇。

為維持50%的占空比,要么選擇一個(gè)比較大的電阻Rf值,要么提供一個(gè)大的控制電流iA和iB。由附錄A圖A2可知,在高功率因數(shù)條件下,由逆變器注入中點(diǎn)A的電流iA高于相電流峰值的50%,此時(shí)選擇較小的Rf值就可以實(shí)現(xiàn)O1-O1和O2-O2狀態(tài)的占空比均接近50%的要求。但當(dāng)功率因數(shù)接近0時(shí),由逆變器流至A點(diǎn)的直流電流iA幾乎為0,這將導(dǎo)致Cf3的分流作用明顯,O1-O1和O2-O2狀態(tài)的占空比小于50%,此時(shí),Cf3對(duì)O點(diǎn)電壓的平衡能力將減弱。為了產(chǎn)生一個(gè)新的平衡電流,本文對(duì)調(diào)制策略進(jìn)行了修改。它的主要思想是在空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)圖中找到一些冗余矢量對(duì),通過(guò)調(diào)整冗余矢量對(duì)的占空比來(lái)產(chǎn)生流入O點(diǎn)直流電流,抵消漂移電流對(duì)O點(diǎn)電壓的影響。

附錄B圖B2給出了逆變器在高功率因數(shù)條件下工作時(shí)冗余矢量對(duì)控制的SVPWM圖。圖中扇形區(qū)域Ⅰ和Ⅱ?yàn)?L-NPC逆變器的SVPWM圖的兩個(gè)調(diào)制區(qū)域。其中在高調(diào)制度區(qū)域(m>0.75)給出了4個(gè)參考電壓矢量V1至V4,它們由所在每個(gè)小三角形區(qū)域中的相鄰矢量來(lái)合成。附錄B圖B2下方給出了合成電壓矢量V1至V4的空間矢量選擇及其排列順序。

以電壓矢量V1為例,合成V1的矢量順序分為7段:[421]-[411]-[410]-[310]-[410]-[411]-[421],其中X點(diǎn)[421]和[310]是冗余矢量對(duì)。[421]包含開(kāi)關(guān)狀態(tài)“2”,選擇此狀態(tài)會(huì)使逆變器b相的電流被注入O點(diǎn),即iO=ib(假設(shè)此時(shí)ib為正方向)。而[310]不包含“2”狀態(tài),從而不會(huì)產(chǎn)生流經(jīng)O點(diǎn)電流。因此在一個(gè)短的開(kāi)關(guān)周期內(nèi)無(wú)法通過(guò)調(diào)整X點(diǎn)的冗余矢量對(duì)的占空比來(lái)產(chǎn)生流入O點(diǎn)的反向電流。而另外兩個(gè)電壓矢量V2和V3的冗余矢量對(duì)(分別為[411]和[300],[033]和[144])不包括“2”,因此對(duì)O點(diǎn)平衡沒(méi)有影響。但在一個(gè)長(zhǎng)的基波周期內(nèi),可以找到一個(gè)與X點(diǎn)相角相差180°的Y點(diǎn),Y點(diǎn)的冗余矢量對(duì)[023]和[134]中,[134]不產(chǎn)生流經(jīng)O點(diǎn)的電流,而[023]同樣會(huì)使得逆變器b相電流流入O點(diǎn),由于此時(shí)b相電流的極性與選擇X點(diǎn)的時(shí)刻相反,因此iO=-ib。這樣就可以通過(guò)調(diào)整X點(diǎn)冗余矢量[421]和Y點(diǎn)冗余矢量[023]的占空比來(lái)產(chǎn)生流經(jīng)O點(diǎn)的可正可負(fù)的凈可控電流。在一個(gè)基波周期內(nèi),假設(shè)d0為分配給冗余矢量對(duì)[421]和[023]總占空比,d1為矢量[421]占空比,d4為矢量[023]占空比。當(dāng)無(wú)Idrift注入時(shí),O點(diǎn)電壓平衡,根據(jù)對(duì)稱性,d1=d4=d0/2,流入O點(diǎn)的凈電流iO=d1ib-d4ib=0。注入Idrift后,為平衡O點(diǎn)電壓,d1和d4重新分配,變量α(-1≤α≤1)用于重新分配d1和d4。這樣在一個(gè)基波周期內(nèi)流入O點(diǎn)的凈可控電流為:

iO=d1ib-d4ib=

(8)

由式(8)可知,通過(guò)調(diào)節(jié)控制變量α可以控制出用于抵消Idrift的直流電流iO,但其控制能力受到調(diào)制度和功率因數(shù)的影響,最大可控直流電流IOm的歸一化值(即|IOm/Ia_ph|)與調(diào)制度和功率因數(shù)角關(guān)系圖如附錄B圖B3所示。只要Idrift小于最大可控直流電流IOm,O點(diǎn)就可以平衡。

由附錄B圖B3可知,修改調(diào)制策略后,高調(diào)制度條件下功率因數(shù)為0時(shí),利用調(diào)整冗余矢量對(duì)的占空比的方法可以產(chǎn)生較大直流電流入O點(diǎn),進(jìn)而實(shí)現(xiàn)O點(diǎn)電壓的平衡。也就意味著,在低功率因數(shù)下輔助橋臂對(duì)O點(diǎn)電壓平衡無(wú)法產(chǎn)生足夠影響時(shí),通過(guò)修改調(diào)制策略可以對(duì)O點(diǎn)電壓提供足夠的平衡能力。

3　控制策略

圖3　逆變器的控制框圖Fig.3　Control block diagram of inverter

圖3(b)給出了輔助橋臂的控制框圖,其作用是將飛跨電容Cf1和Cf2的電壓控制為Vdc/4,從而使A和B點(diǎn)電壓保持平衡。Cf1和Cf2的電壓被檢測(cè)和反饋,并與Vdc/4的給定電壓作比較,偏差經(jīng)過(guò)比例調(diào)節(jié)器(KA和KB)產(chǎn)生兩個(gè)歸一化的控制變量(α1和α2),控制變量的極性由當(dāng)前流入A和B點(diǎn)的凈電流(iA′和iB′)決定。α1和α2被用于調(diào)節(jié)上下兩個(gè)3L-FC的O1和O2狀態(tài)的占空比(圖中的dO1和dO2以及dO1′和dO2′),使得Cf1和Cf2被iA′和iB′充電或者放電,最終使其電壓穩(wěn)定在Vdc/4。流入A點(diǎn)和B點(diǎn)的凈電流iA′和iB′通過(guò)兩個(gè)電流傳感器來(lái)實(shí)際檢測(cè)(安裝位置如圖1所示),但在控制中只判斷了它們的極性,并沒(méi)有利用其幅值。

4　損耗分析

根據(jù)附錄A表A1給出的額定參數(shù),本文針對(duì)所提5L-NPC逆變器建立了一個(gè)仿真模型,對(duì)比分析了向O點(diǎn)注入不同大小的漂移電流后Rf的損耗。在仿真模型中,通過(guò)選擇合適的電容值,使得Cf1,Cf2和Cf3上所有的電壓偏差不超過(guò)5%。這樣,在功率因數(shù)為1、調(diào)制度m=0.85的條件下,根據(jù)式(4)和式(6)可以估算出Rf的取值應(yīng)大于0.9 Ω。選擇Rf的值為2 Ω,根據(jù)式(7)計(jì)算可知,此時(shí)O點(diǎn)產(chǎn)生的電壓偏差僅為100 V,小于1%Vdc。通過(guò)記錄仿真的電流波形,對(duì)Rf的損耗PR進(jìn)行數(shù)值計(jì)算的結(jié)果如附錄C表C1所示,表中同時(shí)還給出了輔助橋臂的開(kāi)關(guān)損耗Ploss-FLC以及5L-NPC的總損耗Ploss-NPC。表中:Im為相電流的峰值。

由附錄C表C1可知,電阻Rf的損耗由漂移電流的大小來(lái)決定,在漂移電流為相電流峰值的5%時(shí)(這是一種非常嚴(yán)重的情況),其損耗僅占變流器整體損耗的4%,因此串入電阻Rf并不會(huì)帶來(lái)過(guò)大的損耗。

5　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提拓?fù)浜拖鄳?yīng)的控制策略的正確性,搭建了一個(gè)3 kW的實(shí)驗(yàn)平臺(tái),并使用泰克DPO4104B(帶寬1 GHz)4通道的存儲(chǔ)式示波器對(duì)實(shí)驗(yàn)波形進(jìn)行了記錄,附錄C圖C1給出了實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的照片。

本次實(shí)驗(yàn)使用DSP和現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)板作為控制器,電網(wǎng)由市電電源表示,逆變器通過(guò)可調(diào)自耦變壓器和隔離變壓器連接到市電電源。在實(shí)驗(yàn)中,為了測(cè)試O點(diǎn)的平衡能力,在P點(diǎn)和O點(diǎn)之間通過(guò)一個(gè)開(kāi)關(guān)并聯(lián)了一個(gè)電阻器,通過(guò)提供一個(gè)失衡電流來(lái)模擬注入O點(diǎn)的直流漂移電流Idrift。附錄C表C2給出了實(shí)驗(yàn)中主電路的配置和電氣參數(shù)。

在功率因數(shù)為1、調(diào)制度m=0.85的條件下,根據(jù)式(1)可知,由5L-NPC流入A點(diǎn)電流的直流分量約等于2.4 A(相電流峰值為5 A),而在Cf1,Cf2和Cf3上所有的電壓偏差不超過(guò)10 V條件下,根據(jù)式(4)和式(6)可以估算出Rf的取值應(yīng)大于4.2 Ω。而Rf取值為5 Ω時(shí),根據(jù)式(7)可知此時(shí)O點(diǎn)的電壓偏差小于1.5%Vdc,因此實(shí)驗(yàn)中選取的串聯(lián)電阻Rf為5 Ω。

由于5L-NPC逆變器的每相支路同時(shí)有4個(gè)IGBT或二極管串聯(lián)導(dǎo)通,其通態(tài)壓降對(duì)于低壓實(shí)驗(yàn)的變流器會(huì)產(chǎn)生重要的影響,主要引起5次和7次電流諧波。實(shí)驗(yàn)中選擇的50 A/600 V的IGBT的管壓降約為1.2 V,4個(gè)IGBT的通態(tài)壓降為4.8 V。假設(shè)產(chǎn)生的諧波全為5次諧波,4.8 V管壓降將產(chǎn)生高于1 A的諧波電流,這相對(duì)于6 A的基波電流來(lái)說(shuō)是很大的,將導(dǎo)致較差的總諧波失真(THD)性能。由于變流器的開(kāi)關(guān)頻率設(shè)置為2.5 kHz,其電流控制器的開(kāi)環(huán)截止頻率不會(huì)超過(guò)250 Hz,因此通過(guò)控制閉環(huán)來(lái)抑制諧波的能力比較弱。針對(duì)這個(gè)問(wèn)題,有些文獻(xiàn)提出了壓降補(bǔ)償?shù)慕鉀Q方案,例如文獻(xiàn)[24]提出的通過(guò)調(diào)整脈寬調(diào)制(PWM)波的占空比來(lái)補(bǔ)償壓降的影響,但是需要考慮零序電流鉗位的影響,控制方法復(fù)雜。本實(shí)驗(yàn)通過(guò)在回路中串入一定的電阻(實(shí)驗(yàn)中串聯(lián)的等效電阻為4 Ω),這樣管壓降引起的5次諧波電流將被削弱近60%。同時(shí),串入電阻還可以增加系統(tǒng)的阻尼,有助于系統(tǒng)的穩(wěn)定性。由于并網(wǎng)控制策略并不是本文的重點(diǎn),因此通過(guò)在濾波電感中串入小電阻的方法來(lái)改善波形,比較簡(jiǎn)單和有效。對(duì)于高壓大電流的實(shí)際應(yīng)用而言,器件管壓降的影響是可以忽略的。

本文分別在功率因數(shù)λ=1和λ=0兩種情況下對(duì)具有輔助橋臂的5L-NPC逆變器的A,B和O點(diǎn)電壓平衡能力進(jìn)行了測(cè)試。圖4給出了λ=1條件下逆變器各中點(diǎn)電壓的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。實(shí)驗(yàn)首先測(cè)試了在m=0.85條件下不注入Idrift時(shí)中點(diǎn)A,B和O點(diǎn)的電壓穩(wěn)定性,隨后向O點(diǎn)注入恒定的直流電流Idrift,測(cè)試了Cf3支路對(duì)O點(diǎn)的電壓抗漂移能力進(jìn)行測(cè)試,最后逐漸降低調(diào)制度m,對(duì)不同調(diào)制度下的平衡能力進(jìn)行了測(cè)試。圖4(a)為不注入Idrift時(shí),P點(diǎn)與N點(diǎn)之間的電壓VPN、A點(diǎn)與N點(diǎn)之間的電壓VAN、B點(diǎn)與N點(diǎn)之間的電壓VBN以及O點(diǎn)分別與P和N點(diǎn)之間的電壓VPO和VON的電壓波形。由圖4(a)可知,VAN,VON和VBN分別穩(wěn)定在300,200,100 V附近,說(shuō)明在這種情況下A,B和O點(diǎn)電壓能夠被很好地平衡。圖4(b)為注入Idrift后實(shí)驗(yàn)輸出波形,在t1時(shí)刻,O和N之間的并聯(lián)電阻Rd被接通,恒定的直流電流Idrift被注入O點(diǎn)(在Rd=800 Ω的條件下,Idrift值為5%峰值相電流,Idrift=0.25 A)。從圖4(b)可以看到,在此過(guò)程中A和B點(diǎn)電壓保持了平衡,而O點(diǎn)電壓則從平衡點(diǎn)(200 V)偏離,穩(wěn)態(tài)偏壓ΔU約為4 V。說(shuō)明Idrift注入后,A和B點(diǎn)電壓平衡不會(huì)被影響,而O點(diǎn)電壓漂移也能被抑制,但是由于Cf3串聯(lián)電阻Rf的影響,會(huì)產(chǎn)生一個(gè)小的電壓偏壓ΔU。而ΔU除了受Rf的影響,還與調(diào)制度有關(guān)(如1.2節(jié)所述),圖4(c)給出了在不同調(diào)制度下在注入與不注入Idrift情況下O點(diǎn)偏差電壓的曲線圖。由圖4(c)可知,不注入Idrift時(shí),在全調(diào)制度范圍內(nèi)O點(diǎn)均能實(shí)現(xiàn)平衡。注入Idrift后,在調(diào)制度m<0.65時(shí)O點(diǎn)產(chǎn)生的偏差隨調(diào)制度的增加而增大,但在m>0.65以后,隨著調(diào)制度增加而減小。這表明在λ=1的條件下,輔助橋臂對(duì)O點(diǎn)的電壓漂移的抑制能力受調(diào)制度m的影響,且在高調(diào)制度下隨調(diào)制度增加抑制能力增強(qiáng)。

圖4　λ=1條件下逆變器各中點(diǎn)電壓的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.4　Experimental results of midpoint voltage under λ=1 condition

本文在λ=1的條件下,還對(duì)本文所提5L-NPC逆變器的穩(wěn)態(tài)及動(dòng)態(tài)并網(wǎng)控制性能做了測(cè)試,如圖5(a)和圖5(b)所示。圖5(a)給出了穩(wěn)態(tài)情況下的PWM相電壓(uoa)波形和相電流(ia)的波形。由圖5(a)可知,由于逆變器A,B和O點(diǎn)電壓得到了良好的平衡控制,因此uoa具有均衡的5個(gè)電平,ia也含有較小的諧波含量。圖5(b)給出了在λ=1和m=0.85的條件下,當(dāng)電流給定值i*從2 A階躍為3 A時(shí)逆變器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形。由圖5(b)可知,在t2時(shí)刻i*發(fā)生了階躍,ia隨之增加,由于此時(shí)逆變器從直流母線端吸收了更大的功率,因此直流母線電壓VPN產(chǎn)生了一定程度的電壓跌落,而VPO也隨之跌落,但始終維持在VPN/2,說(shuō)明動(dòng)態(tài)過(guò)程中O點(diǎn)電壓平衡能力不受影響。

圖5　逆變器的并網(wǎng)性能測(cè)試和λ=0條件下各中點(diǎn)電壓的實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.5　Grid-connected performance test of inverter and experimental results of midpoint voltage under λ=0 condition

在λ=0和m=0.85條件下,所提5L-NPC逆變器的平衡控制實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖5(c)和(d)所示。由圖5(c)和(d)可知,在t1時(shí)刻O點(diǎn)注入Idrift后,A,B以及O點(diǎn)電壓均維持了良好的平衡,相電流與相電壓波形接近理想正弦波。證明了所提5L-NPC逆變器在λ=0條件下,采用冗余矢量對(duì)調(diào)節(jié)占空比的調(diào)制策略可以有效實(shí)現(xiàn)對(duì)O點(diǎn)電壓的平衡控制。

6　結(jié)語(yǔ)

本文所提的具有飛跨電容輔助橋臂的五電平逆變器可用于10 kV/5 MW以上等級(jí)的超大功率直驅(qū)風(fēng)電變換系統(tǒng),也可作為大功率高壓光伏并網(wǎng)逆變器或無(wú)功補(bǔ)償裝置來(lái)使用。對(duì)于5L-NPC逆變器固有的中點(diǎn)電壓不平衡問(wèn)題,飛跨電容輔助橋臂可以有效解決A點(diǎn)和B點(diǎn)的電壓平衡問(wèn)題。對(duì)于O點(diǎn)的平衡問(wèn)題,在高功率因數(shù)下,盡管受到飛跨電容Cf3中串聯(lián)電阻Rf的影響,但是輔助橋臂仍然可以提供良好的平衡能力。在低功率因數(shù)下,調(diào)整冗余矢量占空比的控制策略可以為O點(diǎn)的電壓平衡提供足夠的支持。最后通過(guò)并網(wǎng)控制實(shí)驗(yàn)證明了本文提出的具有輔助橋臂的5L-NPC逆變器拓?fù)浜涂刂品椒ǖ挠行浴３酥绷魇Ш?5L-NPC逆變器的O點(diǎn)還存在3倍基波頻率的電壓脈動(dòng),這種低頻脈動(dòng)對(duì)第4橋臂的工作是不利的。盡管可以通過(guò)選擇大的直流母線電容來(lái)減小脈動(dòng)電壓的影響,但對(duì)其展開(kāi)進(jìn)一步的分析和研究對(duì)于本文所提的方案在大功率條件下的應(yīng)用具有重要的意義。另外,本文只搭建了一個(gè)很小功率的實(shí)驗(yàn)裝置來(lái)對(duì)所提的電路和控制方法進(jìn)行了驗(yàn)證,而且采用串電阻來(lái)改善電流THD的做法,較為理想化。未來(lái)將采用更大功率的實(shí)驗(yàn)裝置來(lái)對(duì)電流諧波、中點(diǎn)脈動(dòng)的影響以及第4橋臂的性能進(jìn)行檢驗(yàn)。

附錄見(jiàn)本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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魏米蘭(1994—),女,碩士研究生,主要研究方向:大功率多電平變流器技術(shù)。E-mail： wmlxka1994@126.com

曾翔君(1976—),男,通信作者,博士,副教授,主要研究方向:大功率風(fēng)電系統(tǒng)中功率變換和新能源等電力電子技術(shù)。E-mail: zengxj@mail.xitu.edu.cn

汪航(1991—),男,碩士研究生,主要研究方向:直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)電機(jī)控制和多電平變流器技術(shù)。E-mail: xjtuhw@126.com