基于混合式MMC的混合高壓直流輸電系統(tǒng)啟動策略

趙文強, 高得力, 馬云龍, 楊建明, 王永平, 盧　宇,4

(1. 南京南瑞繼保電氣有限公司, 江蘇省南京市 211102; 2. 國網北京經濟技術研究院有限公司, 北京市 100052; 3. 國家電網公司直流建設分公司, 北京市 100052; 4. 南瑞集團(國網電力科學研究院)有限公司, 江蘇省南京市 211106)

0　引言

近年來,基于電網換相換流器高壓直流輸電(LCC-HVDC)技術成熟、成本低廉、損耗小和電壓源換流器型高壓直流輸電(VSC-HVDC)可控性能好、占地面積小、不存在換相失敗故障優(yōu)勢的混合直流輸電技術獲得了快速發(fā)展,先后有多個工程投入實際運行[1-4]。特別是2001年,隨著德國學者提出的基于模塊化多電平換流器的高壓直流輸電 (MMC-HVDC) 系統(tǒng)的出現,模塊化多電平換流器(MMC)已成為混合直流輸電技術的主要發(fā)展趨勢[5]。目前工程中大都采用半橋型子模塊結構,但基于半橋子模塊的模塊化多電平換流器(HB-MMC)并不能通過換流器的自身動作來處理直流架空線故障,其原因在于半橋子模塊拓撲結構中即使絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)關斷,交流系統(tǒng)仍會通過IGBT反并聯(lián)的二極管向故障點饋入電流,對于交流系統(tǒng)的影響相當于三相短路。在高電壓大容量直流斷路器技術并不成熟的情況下,直流線路故障電流的切斷依賴于換流器閉鎖并同時跳開交流側斷路器[6],這樣整個系統(tǒng)的重啟恢復時間較長,通常為秒級,不利于交直流輸電系統(tǒng)的暫態(tài)穩(wěn)定。針對HB-MMC的不足,有學者提出了具有直流故障清除能力的基于全橋子模塊的模塊化多電平換流器(FB-MMC)。基于FB-MMC的高壓直流輸電系統(tǒng)在發(fā)生直流線路故障后能夠迅速閉鎖或輸出負壓切斷直流故障電流,而不需要跳開交流側斷路器,故障切除后系統(tǒng)能夠迅速恢復運行。因此FB-MMC更加適用于基于遠距離架空線路的混合直流輸電系統(tǒng)。然而全橋子模塊所用功率開關器件的個數是半橋子模塊的2倍,因而成本和損耗大大增加,為此又有學者提出采用半橋子模塊和全橋子模塊混合的模塊化多電平換流器(CH-MMC),從而減少成本和損耗,又能具備直流故障清除能力。

目前對混合直流輸電技術的研究多集中在拓撲結構、控制策略等。文獻[7-10]介紹了HB-MMC的預充電控制策略;文獻[11-12]介紹了基于HB-MMC的混合直流輸電系統(tǒng)的啟動控制方法;文獻[13]介紹了基于HB-MMC的柔性直流輸電系統(tǒng)的啟?？刂品桨?文獻[14-15]介紹了基于HB-MMC的多端柔性直流的啟?？刂品桨?文獻[16]介紹了基于HB-MMC的直流電網的啟動控制策略;文獻[17]介紹了FB-MMC的啟停控制方法;文獻[18]介紹了CH-MMC的預充電過程,但未給出詳細分析;文獻[19]介紹了向無源網絡供電的柔性直流輸電系統(tǒng)的啟動控制策略。

相關文獻對CH-MMC系統(tǒng)的啟動過程尚缺乏詳細的理論分析。本文從數學上對基于CH-MMC的混合直流輸電系統(tǒng)的啟動過程進行了詳細推導,給出了每個階段直流電壓的一般數學表達式,從數學上證明了其與半橋子模塊或全橋子模塊構成的MMC的內在聯(lián)系。然后分析了CH-MMC在預充電過程中可能存在的問題,并提出了5種解決措施。最后在PSCAD/EMTDC中對相關分析進行了仿真驗證。

1　與有源交流系統(tǒng)連接時的啟動策略

1.1　不控充電過程分析

在混合直流輸電系統(tǒng)連接于有源交流系統(tǒng)時,其啟動一般由MMC所在的換流站發(fā)起,主要為MMC子模塊電容進行充電。MMC的充電過程一般分為不控充電與可控充電兩個階段。充電前子模塊電容不帶電,子模塊處于閉鎖狀態(tài),功率器件的驅動裝置無法從子模塊電容取電產生驅動信號,各功率器件無法控制。此時只能經功率器件的反并聯(lián)二極管對電容進行不控整流充電。待子模塊電容電壓滿足取能要求后,才能進行可控充電。

由于FB-MMC或HB-MMC均可看作CH-MMC的特殊情況,因此下面將以如圖1所示的CH-MMC為例詳細說明整個充電過程。假設CH-MMC每一相上下橋臂的全橋子模塊與半橋子模塊的個數之比相同且均為N∶1,每個橋臂共有M個子模塊,每個全橋子模塊與半橋子模塊上的電容完全相同。以下分析僅考慮理想情況,即不考慮二極管通態(tài)壓降、橋臂電抗及雜散電阻的影響。

為便于理解整個充電過程,首先需要了解半橋子模塊和全橋子模塊的3種工作狀態(tài):閉鎖、導通和關斷,如附錄A圖A1所示。其中半橋子模塊只能輸出Uc和0兩種電平,其中Uc為子模塊電容電壓,在閉鎖狀態(tài)時只在一種電流方向下可以給子模塊電容充電。而全橋子模塊可以輸出-Uc,Uc和0三種電平,在閉鎖狀態(tài)時兩種電流方向均能給子模塊電容充電。

假設在某一時刻,a相的相電壓最高,b相的相電壓最低,c相的相電壓居中,即線電壓uab,uac,ucb均大于0,其中

uab=ua-ub

(1)

uac=ua-uc

(2)

ucb=uc-ub

(3)

式中:ua,ub,uc為MMC閥側交流相電壓瞬時值。

設∑Ucfpi(i取a,b,c)為i相上橋臂所有全橋子模塊電容電壓之和,∑Ucfni為i相下橋臂所有全橋子模塊電容電壓之和,∑Uchpi為i相上橋臂所有半橋子模塊電容電壓之和,∑Uchni為i相下橋臂所有半橋子模塊電容電壓之和,UDCP為MMC正極母線對地電壓,UDCN為MMC負極母線對地電壓。

圖1　CH-MMC結構Fig.1　Structure of CH-MMC

狀態(tài)1:當uab>∑Ucfpa+∑Ucfpb+∑Uchpb時,如圖2(a)所示,交流電流將通過a相上橋臂半橋子模塊中的二極管D2′、全橋子模塊中的二極管D3和D2及b相上橋臂全橋子模塊中的二極管D1和D4、半橋子模塊中的二極管D1′,給a相上橋臂的全橋子模塊及b相上橋臂的全橋子模塊和半橋子模塊中的電容充電,電流方向為a相上橋臂流向b相上橋臂。此時有

UDCP=ua-∑Ucfpa=

(4)

狀態(tài)2:當uac>∑Ucfpa+∑Ucfpc+∑Uchpc時,如圖2(b)所示,交流電流將通過a相上橋臂半橋子模塊中的二極管D2′、全橋子模塊中的二極管D3和D2及c相上橋臂全橋子模塊中的二極管D1和D4、半橋子模塊中的二極管D1′,給a相上橋臂的全橋子模塊及c相上橋臂的全橋子模塊和半橋子模塊中的電容充電,電流方向為a相上橋臂流向c相上橋臂。此時有

圖2　CH-MMC不控充電時的6種工作狀態(tài)Fig.2　Six operation modes of CH-MMC in pre-charge state

UDCP=ua-∑Ucfpa=

(5)

狀態(tài)3:當uab>∑Ucfna+∑Uchna+∑Ucfnb時,如圖2(d)所示,交流電流將通過a相下橋臂全橋子模塊中的二極管D1′和D4、半橋子模塊中的二極管D1′及b相下橋臂半橋子模塊中的二極管D2′、全橋子模塊中的二極管D3和D2,給a相下橋臂的全橋子模塊和半橋子模塊及b相下橋臂的全橋子模塊中的電容充電,電流方向為a相下橋臂流向b相下橋臂。此時有

UDCN=ub+∑Ucfnb=

(6)

狀態(tài)4:當uac>∑Ucfna+∑Uchna+∑Ucfnc時,如圖2(e)所示,交流電流將通過a相下橋臂半橋子模塊中的二極管D1′、全橋子模塊中的二極管D1和D4及c相下橋臂全橋子模塊中的二極管D3和D2、半橋子模塊中的二極管D2′,給c相下橋臂的全橋子模塊及a相下橋臂的全橋子模塊和半橋子模塊中的電容充電,電流方向為a相下橋臂流向c相下橋臂。此時有

UDCN=uc+∑Ucfnc=

(7)

當6個線電壓uab,uac,uba,ubc,uca,ucb依次大于零且大于相應相的子模塊電容電壓之和時,均會對相應相的橋臂的子模塊電容進行充電。特別需要指出當下一時刻uba滿足條件時,即為狀態(tài)5。

狀態(tài)5:當uba>∑Ucfpa+∑Ucfpb+∑Uchpa時,如圖2(c)所示,交流電流將通過b相上橋臂半橋子模塊中的二極管D2′、全橋子模塊中的二極管D3和D2及a相上橋臂全橋子模塊中的二極管D1和D4、半橋子模塊中的二極管D1′,給b相上橋臂的全橋子模塊及a相上橋臂的全橋子模塊和半橋子模塊中的電容充電,電流方向為b相上橋臂流向a相上橋臂。此時有

UDCP=ub-∑Ucfpb=

(8)

狀態(tài)6:當uba>∑Ucfna+∑Uchnb+∑Ucfnb時,如圖2(f)所示,交流電流將通過b相下橋臂全橋子模塊中的二極管D1和D4、半橋子模塊中的二極管D1′及a相下橋臂半橋子模塊中的二極管D2′、全橋子模塊中的二極管D3和D2，給b相下橋臂的全橋子模塊和半橋子模塊及a相下橋臂的全橋子模塊中的電容充電,電流方向為b相下橋臂流向a相下橋臂。此時有

UDCN=ua+∑Ucfna=

(9)

對比狀態(tài)1和狀態(tài)5可知,在這兩個狀態(tài)中a相和b相上橋臂的所有全橋子模塊的電容均進行了充電,而a相上橋臂的半橋子模塊的電容只在狀態(tài)5中進行了充電,在狀態(tài)1中并沒有充電。同樣b相上橋臂的半橋子模塊的電容只在狀態(tài)1中進行了充電,而在狀態(tài)5中并沒有充電。即全橋子模塊在a相的每個狀態(tài)中均可以進行充電,而半橋子模塊在該相的每2個狀態(tài)中才充電一次?？紤]到全橋子模塊與半橋子模塊上的電容完全相同,且充電電流一樣,最終不控充電完成后有∑Ucfpa=2N∑Uchpa。同理,對比狀態(tài)3和狀態(tài)6可以發(fā)現,a相的下橋臂中全橋子模塊在該相的每個狀態(tài)中均可以進行充電,而半橋子模塊在該相的每2個狀態(tài)中才充電一次。即有∑Ucfna=2N∑Uchna?？紤]到MMC三相橋臂是完全對稱進行不控充電,因此上述分析對于每一相均成立,即每一相的上橋臂或下橋臂的全橋子模塊電容電壓之和是同一橋臂的半橋子模塊電容電壓之和的2N倍。即有

∑Ucfpi=2N∑Uchpi

(10)

∑Ucfni=2N∑Uchni

(11)

式中:i取a,b,c。

將式(10)分別代入式(4)、式(5)和式(8)中,有

(12)

(13)

(14)

將式(11)分別代入式(6)、式(7)和式(9)中,有

(15)

(16)

(17)

對于式(12)至式(17),當不控充電達到穩(wěn)態(tài)后,每一個狀態(tài)中所有參與充電的子模塊的電容電壓之和將等于閥側線電壓峰值ULP?？紤]更一般的情況,在不控充電階段正極直流母線電壓UDCP和負極直流母線電壓UDCN分別可以用式(18)至式(21)表示。

當umax=max(ua,ub,uc)=max(|ua|,|ub|,|uc|)時,有

(18)

(19)

當|umin=min(ua,ub,uc)|=max(|ua|,|ub|,|uc|)時,有

(20)

(21)

需要指出的是，式(18)至式(21)不僅可以描述CH-MMC在不控充電階段直流正極母線及負極母線電壓,也可以描述半橋子模塊或全橋子模塊構成的MMC在不控充電階段直流正極母線及負極母線電壓。特別的,對于FB-MMC有:

當umax=max(ua,ub,uc)=max(|ua|,|ub|,|uc|)時,有

UDCP=UDCN=umax-0.5ULP

(22)

當|umin=min(ua,ub,uc)|=max(|ua|,|ub|,|uc|)時,有

UDCP=UDCN=umin+0.5ULP

(23)

此外,將式(12)至式(14)分別與式(15)至式(17)相減,可以得到同一充電時刻正負直流母線之間的電壓為:

(24)

式中:uj為閥側線電壓瞬時值,其中j取ab,ac,ba,bc,ca,cb。即在不控充電過程中,任意時刻正負直流母線之間的電壓為閥側線電壓的1/(4N+1)。特別的,當不控充電達到穩(wěn)態(tài)后,此時正負直流母線之間的電壓UPN=[1/(4N+1)]ULP,其中ULP為閥側線電壓峰值。

當同一橋臂中全橋子模塊與半橋子模塊的個數之比為0,即N=0時,換流器橋臂中沒有全橋子模塊,全部由半橋子模塊組成。在此情形下正負直流母線之間的不控充電電壓UPN=ULP,這與HB-MMC不控充電完成時的電壓完全相符。

當同一橋臂中全橋子模塊與半橋子模塊的個數之比為1∶1,即N=1時,換流器每個橋臂中全橋子模塊的個數與半橋子模塊完全相等。在此情形下正負直流母線之間的不控充電電壓UPN=0.2ULP。

當同一橋臂中全橋子模塊與半橋子模塊的個數之比為∞∶1,即N=∞時,換流器橋臂中沒有半橋子模塊,全部由全橋子模塊組成。在此情形下正負直流母線之間的不控充電電壓UPN=0。這證明FB-MMC在不控充電階段,正負直流極母線之間的電壓為零。另一方面,每相上、下橋臂的子模塊通過不控整流充電時,上橋臂每個子模塊輸出的電壓平均值為-Uc,而下橋臂每個子模塊輸出的電壓平均值為Uc,即大小相同，但極性相反,因此UPN=∑Ucfpi+∑Ucfni=0。

1.2　可控充電分析

在不控充電完成后,全橋子模塊電容電壓最終只能達到[2(N+1)/(4N+1)](ULP/M),半橋子模塊電容電壓最終只能達到[(N+1)/(4N+1)](ULP/M)?？紤]到N≥0,因此有:

(25)

其中在N=0時,K=1,即全部子模塊均為半橋子模塊構成時,子模塊的電容電壓為ULP/M;N=∞時,K=0.25,即全部子模塊均為全橋子模塊構成,此時子模塊的電容電壓為ULP/(2M)。式(25)表明混合子模塊電容的不控充電電壓介于0.25ULP/M和2ULP/M兩者之間。

考慮到在實際工程中額定調制比一般設計為0.85,則存在:

(26)

當全橋子模塊的個數較多,即N趨向于無窮時,全橋子模塊的電容電壓趨向0.368UPN/M,半橋子模塊電容的充電電壓趨于0.25ULP/M=0.184UPN/M,即全橋子模塊的電容電壓在不控充電完成后將達到額定電容電壓的36.8%,半橋子模塊的電容電壓在不控充電完成后將達到額定電容電壓的18.4%。而實際工程中,子模塊自取能電源的啟動電壓一般設計為額定電容電壓的25%[20],因此全橋子模塊電容的充電電壓已足以給功率器件的驅動裝置供電,但半橋子模塊電容的充電電壓不足以給功率器件的驅動裝置供電,因此半橋子模塊不能進入到可控充電狀態(tài)。此時需要采取一定措施才能完成整個充電過程。為此,本文提出4種控制策略。

策略1:控制全橋子模塊,將其旁路一部分即進入圖2所示的關斷狀態(tài),改變全橋子模塊與半橋子模塊的充電比例。例如使全橋子模塊和半橋子模塊的不控充電比例調整為具有1∶1的效果時,此時半橋子模塊電容的不控充電電壓最大可達到0.4ULP/M1,M1為此時每個橋臂的子模塊的總個數。此時半橋子模塊具備可控性,系統(tǒng)進入可控充電狀態(tài),MMC以定直流電壓控制模式解鎖,同時設定直流電壓參考值由當前實測值線性爬至額定值,各子模塊的電容電壓最終將被充至額定值。

策略2:控制全橋子模塊,每隔一定時間將其旁路一部分,即緩慢改變全橋子模塊與半橋子模塊的充電比例,由N=∞向N=0調節(jié),當全橋子模塊電容的不控充電電壓達到UPN/M，即達到額定電壓時停止,此時半橋子模塊的電容電壓為UPN/2M,具備可控性。系統(tǒng)進入可控充電狀態(tài),MMC以定直流電壓控制模式解鎖,同時設定直流電壓參考值由當前實測值線性爬至額定值,各子模塊的電容電壓最終將被充至額定值。

策略3:控制全橋子模塊,將其中一部分子模塊的T4管開通并處于常通狀態(tài),此時全橋子模塊結構變得與半橋子模塊類似,在不控充電回路中相當于半橋子模塊,即此時充電回路中全橋子模塊與半橋子模塊的比例發(fā)生了改變。例如使全橋子模塊和半橋子模塊的不控充電比例調整為具有1∶1的效果時,此時半橋子模塊電容的不控充電電壓最大可達到0.4ULP/M,此時半橋子模塊具備了可控性。系統(tǒng)進入可控充電狀態(tài),MMC以定直流電壓控制模式解鎖,同時設定直流電壓參考值由當前實測值線性爬至額定值,則各子模塊的電容電壓最終將被充至額定值。

策略4:控制全橋子模塊,將其中所有全橋子模塊的T4管開通并處于常通狀態(tài),與文獻[17]中的方法類似,此時全橋子模塊結構變得與半橋子模塊類似,在不控充電回路中只有一個橋臂的所有子模塊處于充電狀態(tài),充電過程與全部均由半橋子模塊構成的MMC充電過程相同,充電完成后每個橋臂的每個半橋子模塊的電容電壓達到(ULP/M)·[(3N+1)/(4N+1)],每個全橋子模塊的電容電壓達到(ULP/M)[(4N+2)/(4N+1)]。此時換流器可以進入可控充電狀態(tài),MMC以定直流電壓控制模式解鎖,同時設定直流電壓參考值由當前實測值線性爬至額定值,各子模塊的電容電壓最終將被充至額定值。

特別的,對于全部均由全橋子模塊構成的MMC,其不控充電完成后,每個全橋子模塊的電容電壓為ULP/(2M),此時雖然可以采用上述策略4完成充電過程,但不能實現低直流電壓啟動,因此需采用不同的可控充電策略,可以采用類似于文獻[11]中的方法:控制全橋子模塊,每隔一定時間將每相上下橋臂的全橋子模塊旁路一部分,上下橋臂旁路個數相同,緩慢改變每相全橋子模塊的個數,直到每個全橋子模塊電容的充電電壓達到UPN/M,即額定值時停止,此時由于上下橋臂仍然是對稱的,每相上下橋臂的子模塊通過不控整流充電時,上橋臂每個子模塊輸出的電壓平均值為-Uc,而下橋臂每個子模塊輸出的電壓平均值為Uc,即大小相同,但極性相反,上下橋臂子模塊的個數也相同,因此正負直流母線之間的電壓仍然可以維持為零。

而當全橋子模塊的個數較少,即N趨向于0時,此時全橋子模塊電容的充電電壓趨于2ULP/M,考慮到在實際工程中一般有式(26),因此全橋子模塊電容的電壓在不控充電階段可能達到1.472UPN/M，即達到額定電容電壓的1.472倍,因此全橋子模塊可能在不控充電狀態(tài)就已過壓。針對此種情形,可以通過控制換流變壓器的擋位,在不控充電時降低閥側線電壓的峰值ULP,使得全橋子模塊和半橋子模塊電容的不控充電電壓在合理范圍內。隨后系統(tǒng)可以進入可控充電狀態(tài),MMC以定直流電壓控制模式解鎖,同時設定直流電壓參考值由當前實測值線性爬至額定值,各子模塊的電容電壓最終將被充至額定值。

在逆變側MMC解鎖并控制直流電壓到達額定后,整流側網換相換流器(LCC)以定直流功率的方式解鎖,混合直流輸電系統(tǒng)完成啟動。

2　與無源交流系統(tǒng)連接時的啟動策略

與無源交流系統(tǒng)連接時,MMC的預充電只能通過整流側進行。此時需要LCC站以定直流電壓的控制模式解鎖,同時設定直流電壓參考值由0線性爬至額定值,通過直流線路為MMC子模塊電容進行充電,由于此時充電電流只有一個方向,即通過全橋子模塊的二極管D1和D4及半橋子模塊的二極管D1給子模塊電容進行充電,考慮到全橋子模塊與半橋子模塊上的電容完全相同,且充電電流一樣,因而最終全橋子模塊和半橋子模塊的電容電壓在直流側不控充電過程結束后是相等的,均為額定電容電壓的一半,即UPN/(2M),因此需要采取主動充電策略才能將子模塊的電容電壓充至額定。文獻[21]提出了一種MMC的直流側主動充電策略,本文采用類似策略。由于換流器在直流側不控充電時,等效為所有子模塊均處于導通狀態(tài),其中全橋子模塊為輸出正電平的導通狀態(tài)。因此理論上以導通所有子模塊的方式解鎖換流器,不會有任何沖擊電流。隨后每隔一定時間逐漸減少每個橋臂中導通的子模塊個數,最終每個橋臂中的導通子模塊個數為M/2,自然過渡至正常運行時參考電壓為零的狀態(tài)。此時每個橋臂的全橋子模塊和半橋子模塊電容電壓均達到額定UPN/M,可控充電過程完成。

MMC可控充電完成后以控制交流電壓的方式解鎖,而LCC仍以定直流電壓的方式運行,混合直流輸電系統(tǒng)完成啟動。

3　仿真驗證

在PSCAD/EMTDC中搭建了LCC-MMC混合直流輸電系統(tǒng)仿真模型,相關主接線如附錄A圖A2所示。仿真系統(tǒng)的詳細參數如下:系統(tǒng)額定直流電壓Ud=500 kV,額定直流電流Id=1 500 A。整流站LCC側:交流系統(tǒng)額定電壓Uac=230 kV,閥側額定電壓Uv=208.6 kV,聯(lián)結變壓器變比為230 kV/208.6 kV,變壓器短路電壓百分數uk=15%,平波電抗為150 mH。逆變站電壓源換流器(VSC)側:交流系統(tǒng)額定電壓Uac=525 kV,閥側額定電壓Uv=270 kV,聯(lián)結變壓器變比為525 kV/270 kV,變壓器短路電壓百分數uk=12%,直流電抗為50 mH,橋臂電抗為100 mH,子模塊電容C=10 mF,子模塊額定電壓Uc=1.655 kV,橋臂模塊總數為302個,IGBT/二極管導通電阻為0.001 Ω。

下面僅對本文的關鍵內容即不控充電過程中的相關數學推導及結論進行仿真驗證,而后述的可控充電過程已有大量文獻進行了相關研究,相關仿真可以參考文獻[7-17],與無源交流系統(tǒng)連接時的啟動仿真可以參考文獻[11,21],本文在此不做贅述。

當半橋子模塊與全橋子模塊混合比例為1∶1,非對稱單極接線進行不控充電時,相關仿真波形如圖3所示。0.2 s時閉合換流變進線開關,開始給子模塊電容進行不控整流充電;0.6 s時旁路預充電電阻。圖中:UiFP,UiHP,UiHN,UiFN分別為i相上橋臂全橋子模塊電容電壓、上橋臂半橋子模塊電容電壓、下橋臂半橋子模塊電容電壓和下橋臂全橋子模塊電容電壓,其中i取a,b,c;UAC為網側相電壓。

理論上半橋子模塊電容的不控充電電壓為0.506 kV,全橋子模塊電容的不控充電電壓為半橋子模塊的2倍,即1.012 kV,而直流正負極母線之間的電壓為73.6 kV。由圖3可見,理論與仿真是吻合的,圖3中正負極母線之間的電壓為72.5 kV,與理論計算之間存在誤差,這是因為在理論推導式(12)至式(17)時,為了簡化推導過程,僅考慮了主要因素,而忽略了不控充電過程中對直流正負極母線電壓影響較小的因素包括二極管通態(tài)壓降、橋臂電抗及雜散電阻等,這些因素對不控充電時的最大沖擊電流有一定影響[22]。下述理論計算與仿真結果之間存在誤差均是此原因造成。

附錄A圖A3為當全橋子模塊與半橋子模塊混合比例為1.65∶1,非對稱單極接線進行不控充電時的仿真波形。0.2 s時閉合換流變進線開關,開始給子模塊電容進行不控整流充電,0.6 s時旁路預充電電阻。理論上半橋子模塊電容的不控充電電壓為0.441 kV,全橋子模塊電容的不控充電電壓為半橋子模塊的2倍,即0.882 kV,而直流正負極母線之間的電壓為50.2 kV。由圖A3可見,理論與仿真吻合。

圖3　半橋子模塊與全橋子模塊比例為1∶1時的不控充電波形Fig.3　Pre-charge waveforms of proportion of full-bridge submodules and half-bridge submodules equals to 1∶1

圖4為對稱單極接線方式下,FB-MMC在進行不控充電時的仿真波形。圖中:Us為閥側相電壓;UDN為負極母線電壓;UDP為正極母線電壓。依據上述理論分析可知,UDN與UDP相等,且峰值電壓為29.5 kV。由圖4可見,理論與仿真吻合。

圖4　對稱單極接線時FB-MMC充電波形Fig.4　Pre-charge waveforms of FB-MMC in symmetric main circuit

圖5為非對稱單極接線方式下,FB-MMC在進行不控充電時的仿真波形。依據上述理論分析可知,負極母線電壓UDN與正極母線電壓UDP相等且均為0,而且閥側相電壓Us峰值為0.5ULP=190.9 kV。由圖5可見,理論與仿真吻合。

圖5　非對稱單極接線時FB-MMC充電波形Fig.5　Pre-charge waveforms of FB-MMC in non-symmetric main circuit

4　結語

本文針對逆變側采用CH-MMC的混合直流輸電系統(tǒng),詳細分析了其預充電啟動過程,給出了不控充電過程中每個階段的直流電壓的一般數學表達式,從數學上證明了其與半橋子模塊或全橋子模塊構成的MMC的內在聯(lián)系,并揭示了FB-MMC在對稱單極接線方式和非對稱單極接線方式下的預充電電壓特性。本文分析了基于CH-MMC在不同混合比例下其預充電過程中可能存在的過壓或欠壓問題。針對這些問題,提出了相應解決措施,最后給出了與有源系統(tǒng)或無源系統(tǒng)相連的混合直流輸電系統(tǒng)的啟動控制具體實現方法。本文對CH-MMC不控充電過程進行了深入分析,并給出了相關數學推導及結論,后續(xù)可以對其可控充電或主動充電過程進行更全面深入的研究。

附錄見本刊網絡版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

[1] 黃偉煌,饒宏,黃瑩,等.一種基于常規(guī)直流輸電系統(tǒng)的混合直流改造方案[J].中國電機工程學報,2017,37(10):2861-2868.

HUANG Weihuang, RAO Hong, HUANG Ying, et al. A novel refurbishment scheme for reforming the existing LCC-HVDC to hybrid HVDC[J]. Proceedings of the CSEE, 2017, 37(10): 2861-2868.

[2] 趙成勇,郭春義,劉文靜,混合直流輸電系統(tǒng)[M].北京:科學出版社,2014.

[3] 馮明,李興源,李寬.混合直流輸電系統(tǒng)綜述[J].現代電力,2015,32(2):1-8.

FENG Ming, LI Xingyuan, LI Kuan. A review on hybrid HVDC system[J]. Modern Electric Power, 2015, 32(2): 1-8.

[4] 王永平,趙文強,楊建明,等.混合直流輸電技術及發(fā)展分析[J].電力系統(tǒng)自動化,2017,41(7):156-167.DOI:10.7500/AEPS20161117005.

WANG Yongping, ZHAO Wenqiang, YANG Jianming, et al. Hybrid high-voltage direct current transmission technology and its development analysis[J]. Automation of Electric Power Systems, 2017, 41(7): 156-167. DOI: 10.7500/AEPS20161117005.

[5] LESNICAR A, MARQUARDT R. An innovative modular multilevel converter topology suitable for a wide power range[C]// IEEE Bologna Power Tech Conference, June 23-26, 2003, Bologna, Italy: 33-39.

[6] LIN N, DINAVAHI V. Detailed device-level electro-thermal modeling of proactive hybrid HVDC breaker for real-time hardware-in-the-loop simulation of HVDC grids[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(2): 1118-1134.

[7] 孔明,邱宇峰,賀之淵,等.模塊化多電平式柔性直流輸電換流器的預充電控制策略[J].電網技術,2011,35(11):67-73.

KONG Ming, QIU Yufeng, HE Zhiyuan, et al. Pre-charging control strategies of modular multilevel converter for VSC-HVDC[J]. Power System Technology, 2011, 35(11): 67-73.

[8] 宋平崗,李云豐,王立娜,等.MMC-HVDC電容協(xié)同預充電控制策略[J].高電壓技術,2014,40(8):2471-2477.

SONG Pinggang, LI Yunfeng, WANG Lina, et al. Capacitor coordinating pre-charging control strategy of MMC-HVDC[J]. High Voltage Engineering, 2014, 40(8): 2471-2477.

[9] 郭高朋,胡學浩,溫家良,等.模塊化多電平變流器的預充電控制策略[J].電網技術,2014,38(10):2624-2630.

GUO Gaopeng, HU Xuehao, WEN Jialiang, et al. Precharge control strategies for modular multilevel converter[J]. Power System Technology, 2014, 38(10): 2624-2630.

[10] LI Binbin, XU Dandan, ZHANG Yi, et al. Closed-loop precharge control of modular multilevel converters during start-up processes[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(2): 524-531.

[11] 唐庚,徐政,薛英林.LCC-MMC混合高壓直流輸電系統(tǒng)[J].電工技術學報,2013,28(10):301-310.

TANG Geng, XU Zheng, XUE Yinglin. A LCC-MMC hybrid HVDC transmission system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(10): 301-310.

[12] 余瑜,劉開培,陳灝澤,等.偽雙極VSC-LCC型混合直流輸電系統(tǒng)啟動方法[J].高電壓技術,2014,40(8):2572-2578.

YU Yu, LIU Kaipei, CHEN Haoze, et al. Startup procedure for VSC-LCC based hybrid pseudo bipolar HVDC system[J]. High Voltage Engineering, 2014, 40(8): 2572-2578.

[13] 周月賓,江道灼,郭捷,等.模塊化多電平換流器型直流輸電系統(tǒng)的啟?？刂芠J].電網技術,2012,36(3):204-209.

ZHOU Yuebin, JIANG Daozhuo, GUO Jie, et al. Start/stop control of modular multilevel converter based HVDC transmission system[J]. Power System Technology, 2012, 36(3): 204-209.

[14] 華文,趙曉明,黃曉明,等.模塊化多電平柔性直流輸電系統(tǒng)的啟動策略[J].電力系統(tǒng)自動化,2015,39(11):51-57.DOI:10.7500/AEPS20140707004.

HUA Wen, ZHAO Xiaoming, HUANG Xiaoming, et al. A startup strategy for modular multilevel converter based HVDC system[J]. Automation of Electric Power Systems, 2015, 39(11): 51-57. DOI: 10.7500/AEPS20140707004.

[15] 肖晃慶,徐政,薛英林,等.多端柔性直流輸電系統(tǒng)的啟動控制策略[J].高電壓技術,2014,40(8):2550-2557.

XIAO Huangqing, XU Zheng, XUE Yinglin, et al. Start control strategy of MMC-MTDC system[J]. High Voltage Engineering, 2014, 40(8): 2550-2557.

[16] 閻發(fā)友,湯廣福,孔明.基于模塊化多電平換流器的直流電網預充電控制策略[J].中國電機工程學報,2015,35(20):5147-5154.

YAN Fayou, TANG Guangfu, KONG Ming. Pre-charging control strategy for MMC-based DC grid[J]. Proceedings of the CSEE, 2015, 35(20): 5147-5154.

[17] 石璐,苑賓,趙成勇,等.適用于架空線路的全橋模塊化多電平換流器啟動策略[J].南方電網技術,2016,10(4):30-36.

SHI Lu, YUAN Bin, ZHAO Chengyong, et al. Startup strategy of full-bridge modular multilevel converter for overhead lines[J]. Southern Power System Technology, 2016, 10(4): 30-36.

[18] ZENG R, XU L, YAO L, et al. Precharging and DC fault ride-through of hybrid MMC-based HVDC systems[J]. IEEE Transactions on Power Delivery, 2015, 30(3): 1298-1306.

[19] 李探,趙成勇,王朝亮,等.用于電網黑啟動的MMC-HVDC系統(tǒng)換流站啟動策略[J].電力系統(tǒng)自動化,2013,37(9):117-122.

LI Tan, ZHAO Chengyong, WANG Chaoliang, et al. Startup schemes for converter station of MMC-HVDC system applied in grid black start[J]. Automation of Electric Power Systems, 2013, 37(9): 117-122.

[20] 丁久東,盧宇,董云龍,等.半橋和全橋子模塊混合型換流器的充電策略[J].電力系統(tǒng)自動化,2018,42(7):72-76.DOI:10.7500/AEPS20170612012.

DING Jiudong, LU Yu, DONG Yunlong, et al. Charging strategies for hybrid converters based on half-bridge sub-module and full-bridge sub-module[J]. Automation of Electric Power Systems, 2018, 42(7): 72-76. DOI: 10.7500/AEPS20170612012.

[21] 董云龍,田杰,黃曉明,等.模塊化多電平換流器的直流側主動充電策略[J].電力系統(tǒng)自動化,2014,38(24):68-72.DOI:10.7500/AEPS20140401004.

DONG Yunlong, TIAN Jie, HUANG Xiaoming, et al. A DC-side active charging strategy for modular multilevel converters[J]. Automation of Electric Power Systems, 2014, 38(24): 68-72. DOI: 10.7500/AEPS20140401004.

[22] 龍云波,徐云飛,肖湘寧,等.采用模塊化多電平換流器的統(tǒng)一電能質量控制器預充電控制[J].電力系統(tǒng)自動化,2015,39(7):182-187.DOI:10.7500/AEPS20140513006.

LONG Yunbo, XU Yunfei, XIAO Xiangning, et al. Pre-charging control for unified power quality conditioner based on modular multilevel converter[J]. Automation of Electric Power Systems, 2015, 39(7): 182-187. DOI: 10.7500/AEPS20140513006.

趙文強(1985—),男,通信作者,碩士,工程師,主要研究方向:直流輸電控制保護技術及電力電子技術在電力系統(tǒng)中的應用。E-mail： zhoawq@163.com

高德力(1983—),男,博士,工程師,主要研究方向:直流輸電控制保護技術。

馬云龍(1980—),男,碩士,工程師,主要研究方向:直流輸電控制保護技術。