連建陽, 劉洪德, 張 燁,張全秀, 謝曄源
(1. 南京南瑞繼保電氣有限公司,江蘇 南京 211102;2. 石家莊軌道交通有限責任公司,河北 石家莊 050000)
地鐵車輛各站間運行時間一般為2~5 min,處于頻繁啟動和制動狀態(tài),高速時采用再生制動方式,只在低速時采用機械制動。地鐵再生制動產(chǎn)生的反饋能量一般為牽引能量的30%,甚至更多。因此近年來再生制動能量的利用越來越引起人們的重視。處理車輛再生制動產(chǎn)生的電能辦法主要有車輛自身消耗與反送電網(wǎng)2種,前者將電能提供給車上輔助用電設(shè)備,剩余的電能經(jīng)過損耗電阻消耗,而后者則將剩余的電能直接送回電網(wǎng)[1-5]。
國內(nèi)大部分地鐵線路的直流側(cè)電壓為1500 V,需要的能量回饋變流器功率在1000~4000 kW。文獻[4,6]采用逆變器模塊并聯(lián)方案,選用3300 V的絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar t ̄r ̄a ̄n ̄s ̄i ̄s ̄tor,IGBT),簡單描述了控制方法,沒有對并聯(lián)模塊環(huán)流產(chǎn)生的原因及環(huán)流抑制的策略進行詳細分析。3300 V的IGBT開關(guān)損耗較大,導致能量回饋系統(tǒng)的整體效率較低。
文獻[7,10—18]對逆變器輸出電壓和線路阻抗進行分析,認為環(huán)流主要由并聯(lián)逆變器輸出電壓差異性造成;不均流除了受各并聯(lián)逆變器輸出電壓影響,還取決于各并聯(lián)逆變器輸出阻抗的參數(shù)差異性。該文獻主要是基于等效模型進行,重點分析低頻環(huán)流的影響,對IGBT開關(guān)過程的高頻環(huán)流的影響分析較少。
文獻[8—9]針對并聯(lián)帶來的環(huán)流問題,建立了環(huán)流數(shù)學模型,分析了高頻環(huán)流和零序環(huán)流產(chǎn)生原因,并提出了一種重復控制策略來抑制環(huán)流。
文中采用模塊化串聯(lián)技術(shù)解決1500 V的直流供電系統(tǒng)1700 V IGBT器件耐壓不足問題,降低了設(shè)備的成本;采用模塊化并聯(lián)技術(shù),解決了IGBT電流不足問題;串聯(lián)模塊間采用載波移相調(diào)制策略,有效減小了濾波器體積[9]。在文獻[7—8]環(huán)流分析的基礎(chǔ)上,文中重點分析了單個開關(guān)周期內(nèi)并聯(lián)模塊IGBT開通不同步導致高頻環(huán)流的原因,并采用一種簡單的并聯(lián)模塊調(diào)制波信號同步技術(shù),解決了模塊直接并聯(lián)高頻環(huán)流問題。通過每個并聯(lián)模塊電流獨立控制策略,可自適應各并聯(lián)模塊的阻抗不一致,保證各并聯(lián)模塊的輸出電流基本一致,解決了并聯(lián)模塊低頻環(huán)流的問題。最后通過實驗驗證了該控制策略。
地鐵機車供電系統(tǒng)如圖1所示,當?shù)罔F機車進入制動工況,機車的動能轉(zhuǎn)換為電能,向直流電網(wǎng)輸入電能,引起直流電壓升高。當中壓能饋裝置檢測到直流電壓高于設(shè)定值時,中壓能饋裝置啟動,將電能反送到交流電網(wǎng),實現(xiàn)地鐵再生制動能量的回饋利用。當檢測到交流電流小于設(shè)定值,中壓能饋裝置停止。
圖1 地鐵機車供電系統(tǒng)Fig.1 Subway power supply system diagram
模塊化地鐵再生制動能量回饋系統(tǒng)(中壓能饋裝置)如圖2所示,由變壓器和雙向變流器組成。變流器由2組三相單元(P1,P2)串聯(lián)組成,每組三相單元由n個三相單元并聯(lián)組成(具體并聯(lián)數(shù)由系統(tǒng)容量決定)。每個單元交流側(cè)串有電感Li和快速熔斷器Fi。n個并聯(lián)單元共用一個直流母線,交流側(cè)共用一個濾波電容C。
圖2 中壓能饋系統(tǒng)主電路Fig.2 Medium pressure feed system main circuit
本拓撲采用模塊化并聯(lián)技術(shù),解決了地鐵能饋大功率應用場合單個IGBT器件電流不足問題。當其中一個三相單元出現(xiàn)非IGBT故障時,可以閉鎖該單元,其他單元正常運行。當三相單元出現(xiàn)IGBT故障,無法通過閉鎖IGBT切斷故障電流時,快速熔斷器會動作,切斷故障電流?;谏鲜霾呗?,實現(xiàn)了模塊級的冗余,提高了系統(tǒng)的可靠性。
本拓撲采用模塊化串聯(lián)技術(shù)解決1500 V直流供電系統(tǒng)1700 V IGBT器件耐壓不足問題,降低了設(shè)備成本。采用先并聯(lián)后串聯(lián)方案,可簡化模塊均壓控制策略,降低系統(tǒng)復雜度,提高系統(tǒng)可靠性。
文獻[6] 將逆變器等效為電壓源,對并聯(lián)模塊低頻環(huán)流進行了系統(tǒng)的分析,多逆變器并聯(lián)的數(shù)學模型如圖3所示。
圖3 多逆變器并聯(lián)的數(shù)學模型Fig.3 Mathematic model of multiple parallel inverters
逆變器輸出電流和電壓關(guān)系滿足:
(1)
式中:iskn為第n個并聯(lián)逆變器的k相相電流;ukn為第n個并聯(lián)逆變器的k相輸出端電壓;uk為并聯(lián)逆變器輸出公共端k點端電壓,其中k=a, b, c;Rln+jωLln為第n個逆變器輸出端至公共端的輸出線路的雜散阻抗參數(shù);Rzn+jωLzn為第n個逆變器串聯(lián)的均流電抗器阻抗參數(shù);ω為逆變器輸出電流的角頻率。低頻環(huán)流主要由并聯(lián)逆變器輸出電壓和阻抗的差異性引起的。
文獻[6]采用的均流電抗較小,忽略了該阻抗不一致所引起的環(huán)流。文中所用的電抗較大,主要是濾波和均流2個功能,阻抗差異的不均流不能忽略。文中后續(xù)的控制策略將詳細介紹該低頻環(huán)流的抑制措施。
并聯(lián)逆變器的同相IGBT開通不同步是導致高頻環(huán)流的主要原因[7]。
文中以2個逆變器為例,詳細分析高頻環(huán)流的產(chǎn)生原因。圖4為2個逆變器的等效原理圖。當S11和S22同時導通,2個逆變器就形成了一個環(huán)流回路如圖4紅色回路所示,其關(guān)系滿足:
(2)
式中:La1和La2分別為2個逆變器的濾波電感;ia為A相環(huán)流;udc為直流側(cè)電壓。
圖4 兩逆變器并聯(lián)高頻環(huán)流通路Fig.4 Inverter parallel high frequency circulation path
同相IGBT開通不同步的原因主要有2個:一是2個逆變器調(diào)制波的幅值或者相位不同;二是載波不同步。
以圖4的A相為例,假設(shè)第一個逆變器A相的調(diào)制波為uar1,第二個逆變器A相的調(diào)制波為uar2,載波峰值為Ur,采用雙極正弦脈沖寬度調(diào)制(sinusoidal pulse width modulation,SPWM)調(diào)制方式。其中uar1和uar2滿足下式:
uar1=Ua1sin(ωt)
(3)
uar2=Ua2sin(ωt+δ)
(4)
(5)
(6)
式中:T為IGBT的開關(guān)周期;T1為S11的開通時間;T2為S21的開通時間。
假設(shè)載波的相位和幅值相同,S11和S22同時閉合的時間ΔT滿足下式:
(7)
上述分析逆變器調(diào)制波差異導致的同相IGBT開通的時間差,下面將分析載波相位不同步導致的同相IGBT開通時間差。以A相為例,其脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)信號產(chǎn)生原理如圖5所示。
圖5 逆變器 PWM 脈沖信號生成Fig.5 PWM pulse generation block of inverter
載波的頻率遠大于調(diào)制波,因此在2個載波周期內(nèi),可假設(shè)調(diào)制波的幅值不變。當載波的相位偏差180°,調(diào)制波的幅值為0的時候,S11和S22同時開通的時間最長,為0.5T。當調(diào)制波的幅值達到最大值時,S11和S22同時開通的時間最短,為(1-M)T。M為最大調(diào)制比,一般為0.85~0.95。
中壓能饋系統(tǒng)采用2組并聯(lián)單元獨立控制策略,除了SPWM調(diào)制波的移相角度不同之外,2組并聯(lián)單元控制策略完全相同,以第一組并聯(lián)單元P1為例,其控制策略如圖6所示。圖中Udc1為第一組并聯(lián)單元P1的直流電壓測量值;Udcset2為直流電壓控制指令;iai,ibi,ici為每個獨立三相單元的電流測量值(i=1,...,n)。n個并聯(lián)模組采用獨立電流內(nèi)環(huán)進行控制,獨立電流內(nèi)環(huán)可以保證并聯(lián)模組間的均流。為了提高直流側(cè)電壓利用率,采用了三次諧波注入的調(diào)制方式。
圖6 控制策略框圖Fig.6 A block diagram of the control strategy
以2個逆變器并聯(lián)為例,忽略高頻成分,先假設(shè)2個逆變器的輸出電流相同為ia,逆變器輸出電壓和電流滿足下式:
ua1=ua+iaZ1
(8)
ua2=ua+iaZ2
(9)
式中:ua1為第1個并聯(lián)逆變器的 A相相電壓;ua2為第2個并聯(lián)逆變器的 B相相電壓;ua為網(wǎng)側(cè)A相相電壓;Z1為第1個并聯(lián)逆變器的A相總阻抗;Z2為第2個并聯(lián)逆變器的 A相總阻抗。為了便于分析,令:
iaZ1=k1ua
(10)
Z2=k2Z1
(11)
根據(jù)SPWM調(diào)制原理,把式(8—11)帶入式(7),可得:
ΔT=k1|1-k2|MT
(12)
假設(shè)系統(tǒng)的開關(guān)頻率為3 kHz,濾波電感La為0.2 mH,電感值偏差k2為1.1(一般電感的要求),額定電流600 A,交流電壓480 V,直流電壓800 V,線路的阻抗遠小于濾波電感,忽略不計。同時假設(shè)載波信號同步,把相關(guān)參數(shù)帶入式(2)和式(12)計算可得:M為0.92,k1為0.096,T為333.3 μs,ΔT為2.94 μs,Δia為5.88 A。
通過上述計算可以發(fā)現(xiàn)在系統(tǒng)阻抗參數(shù)偏差10%,載波同步情況下,采用電流內(nèi)環(huán)獨立控制策略,并聯(lián)變流器的環(huán)流可以控制在1%以內(nèi)。
文中所述的模塊化地鐵再生制動能量回饋系統(tǒng)采用總分的控制系統(tǒng)架構(gòu),其架構(gòu)如圖7所示??偪刂破魍瓿蓤D6所述的電壓外環(huán)控制策略,模塊控制器PkSMCi(k=1,2;i=1,2,…,n)完成電流內(nèi)環(huán)邏輯,并產(chǎn)生PWM信號控制IGBT。模塊控制器PkSMCi和主控器通過一對光纖進行通信,采用標準的60044-8通信協(xié)議。
圖7 控制系統(tǒng)架構(gòu)Fig.7 Control system architecture
該控制系統(tǒng)架構(gòu)保證了各逆變器電氣上的相互獨立,有效地隔離了逆變器之間的電磁干擾。各模塊控制器相互獨立必然導致了各逆變器載波信號的不同步。
為了實現(xiàn)各逆變器載波信號的同步,主控制器和模塊控制器100 μs通信一次,在每一幀里面定義一個16位的同步字。每隔100 μs,對載波信號進行一次同步。一只標稱值10 MHz、誤差±20 ppm、溫度范圍-20~+70 ℃的晶振,在100 μs內(nèi)的累積最大偏差為ΔT為2 ns。以2.3節(jié)的系統(tǒng)參數(shù)為例,假設(shè)系統(tǒng)參數(shù)和調(diào)制波均相同,代入式(2)計算可得:Δia為4 mA。
采用載波移相調(diào)制策略,總電流輸出的開關(guān)紋波頻譜分布在并聯(lián)模塊開關(guān)紋波 2倍的頻帶內(nèi),等效開關(guān)頻率得到2 倍提高[7]。在滿足諧波含量要求的條件下,濾波電感的尺寸和電感上的基波壓降明顯減小。2組并聯(lián)單元之間的載波信號延時T/2(T為載波周期)。2組并聯(lián)單元通過變壓器進行隔離,不會存在環(huán)流問題。
在完成2 MW兩模塊并聯(lián)地鐵再生制動能量回饋樣機研制后,進行了再生制動能量回饋系統(tǒng)的功能測試。能饋系統(tǒng)設(shè)計參數(shù)和試驗條件見表1。
表1 能饋系統(tǒng)設(shè)計參數(shù)和試驗條件Tab. 1 System parameters and test conditions
圖8為模擬列車制動時能饋裝置投入過程網(wǎng)側(cè)電流波形圖,列車制動時能饋裝置可以迅速解鎖向交流電網(wǎng)回饋能量。圖 9為模擬列車啟動時能饋裝置退出過程網(wǎng)側(cè)電流波形圖,列車制動時能饋裝置可以迅速閉鎖進入待機狀態(tài)。
圖8 能饋裝置投入過程網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.8 The network side current when the energy feedback device inputs
圖9 能饋裝置退出過程網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.9 The network side current when the energy feedback device exits
圖10為能饋裝置滿功率回饋時其中2個并聯(lián)逆變器的A相的并網(wǎng)電流波形。兩模塊電流偏差小于1%,環(huán)流抑制效果好。
圖10 2個并聯(lián)逆變器的A相電流波形Fig.10 Phase A current waveform of two parallel inverters
圖11為能饋裝置滿功率回饋時其中2組串聯(lián)單元的直流電壓波形。直流電壓偏差小于1%,均壓效果好。
圖11 2組串聯(lián)單元的直流電壓波形Fig.11 DC voltage waveform of 2 series units
針對1500 V的地鐵直流供電系統(tǒng),文中采用了一種帶快速熔斷器的模塊化串并聯(lián)能饋拓撲,采用低耐壓IGBT,降低了設(shè)備的成本。該拓撲可實現(xiàn)模塊冗余功能,因而更為可靠。針對該拓撲,文中詳細分析了并聯(lián)逆變器環(huán)流大小的影響因素,并做了定量的計算說明。文中采用每個逆變器獨立電流內(nèi)環(huán)和一組并聯(lián)逆變器共用一個直流電壓外環(huán)的控制策略,并采用載波移相調(diào)制策略。試驗結(jié)果表明,文中所設(shè)計的基于多模塊串并聯(lián)的地鐵列車再生制動能量回饋裝置可以實現(xiàn)交直流側(cè)直接并聯(lián),且直流電壓偏差和交流電流偏差均小于1%,證明了上述分析的正確性。
參考文獻:
[1] 黃志高,劉洪德,連建陽,等. 地鐵能量回饋系統(tǒng)充電回路的優(yōu)化方案[J]. 電力工程技術(shù),2017,36(1):95-97.
HUANG Zhigao, LIU Hongde,LIAN Jianyang, et al. Optimized method of charging loop for the subway energy feedback system [J]. Electric Power Engineering Technology, 2017,36(1):95-97.
[2] 張勇. 深化能效合作共創(chuàng)綠色發(fā)展[J]. 電力需求側(cè)管理,2017,19(1):1-2.
ZHANG Yong. Deepen energy efficiency cooperation and create green development[J]. Power Demand Side Mangment, 2017,19(1):1-2.
[3] 施燁, 吳在軍, 闞沁怡. 基于改進卡爾曼濾波器的 LCL 逆變器電流控制[J]. 江蘇電機工程,2016,35(1):28-36.
SHI Ye, WU Zaijun,KAN Qinyi. A current controller for LCL inverter based on improved Kalman filter[J]. Jiangsu Electrical Engineering, 2016, 35(1):28-36.
[4] 龐艷鳳,袁月賽. 地鐵再生能量利用方案比較[J]. 機車電傳動,2014(1):77-79.
PANG Yanfeng,YUAN Yuesai. Comparison of regenerating energy utilization schemes in urban rail system[J]. Electric Drive for Locomotives,2014(1):77-79.
[5] 陳德勝. 城軌新型能饋式牽引供電集成技術(shù)研究及實現(xiàn)[D]. 北京:北京交通大學,2014.
CHEN Desheng. Research and realization of integration technology for the new energy feedback traction power supply in the nrban rail transit [D]. Beijing: Bejing Jiaotong University,2014.
[6] ?;i,張海龍,桑福環(huán),等. 地鐵列車模塊化再生制動能量回饋變流器的研制[J]. 城市軌道交通,2015(6):87-89.
NIU Huapeng,ZHANG Hailong,SANG Fuhuan,et al. Design of metro regenerative braking energy feedback converter based on vehicle modulization[J]. Urban Mass Transit,2015(6):87-89.
[7] 張建文,王鵬,王晗,等. 多逆變器并聯(lián)的均流控制策略[J]. 電工技術(shù)學報,2015,30(18):61-68.
ZHANG Jianwen, WANG Peng, WANG Han, et al. Average-current control strategy of multiple parallel inverters [J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015,30(18):61-68.
[8] 楊恩星,仇志凌,陳國柱,等. 并聯(lián)雙PWM變流器在低速永磁直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)中的應用 [J]. 電力系統(tǒng)自動化,2009,33(10):95-98.
YANG Enxing,QIU Zhiling,CHEN Cuozhu,et al. Application of parallel dual PWM converter to the low-speed permanent magnet direct-driven wind turbine [J]. Automation of Electric Power Systems, 2009, 33(10):95-98.
[9] 李建林, 高志剛, 胡書舉, 等. 并聯(lián)背靠背 PWM變流器在直驅(qū)型風力發(fā)電系統(tǒng)的應用[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2008, 32(5): 59-62.
LI Jianlin, GAO Zhigang, HU Shuju, et al. Application of parallel back-to-back PWM converter on the direct-drive wind power system[J]. Automation of Electric Power Systems, 2008, 32(5): 59-62.
[10] 余蜜, 康勇, 張宇, 等. 基于環(huán)流阻抗的逆變器并聯(lián)控制策略[J]. 中國電機工程學報, 2008, 28(18): 42-46.
YU Mi, KANG Yong, ZHANG Yu, et al. Research on a novel current-sharing scheme based on circulating impedance of multi-inverter parallel system[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(18): 42-46.
[11] 王宇,楊浩,方太勛,等. 地鐵再生電能回饋系統(tǒng)試驗研究[J]. 電力電子技術(shù),2016,50(6):86-87,90.
WANG Yu, YANG hao, FANG Taixun, et al. Experimental research on renewable energy feedback system for subway [J]. Power Electronics, 2016, 50(6): 86-87,90.
[12] MILLER S K T,BEECHNER T,SUN JIAN. A comprehensive study of harmonic cancellation effects in interleaved three-phase VSCs [C]∥Power Electronic Specialists Conference,Orlando,USA,2007.
[13] ZHANG D,WANG F,BURDOS R,et al. Interleaving impact on harmonic current in DC and AC passive components of paralleled three-phase voltage-source converters[C]∥ Applied Power Electronics Conference and Exposition,Austin,USA,2008.
[14] YE Zhihong, D BOROYEVICH,F(xiàn)RED C LEE. Modeling and control of zero-sequence currents in parallel multi-phase converters[C]∥IEEE Power Electronics Specialists Conference,Galway,2000,2:680-685.
[15] YE Zhihong,D BOROYEVICH,F(xiàn)RED C LEE. Paralleling non-isolated multi-phase PWM converters[C]∥ IEEE Industry
Applications Conference,Rome,2000,4:2433-2439.
[16] 于瑋, 徐德鴻. 基于虛擬阻抗的不間斷電源并聯(lián)系統(tǒng)均流控制[J]. 中國電機工程學報, 2009, 29(24):32-39.
YU Wei, XU Dehong. Control scheme of parallel UPS system based on output virtual resistance[J]. Proceedings of the CSEE, 2009, 29(24): 32-39.
[17] 于瑋, 徐德鴻, 周朝陽. 并聯(lián) UPS 系統(tǒng)均流控制[J]. 中國電機工程學報, 2008, 28(21): 63-67.
YU Wei, XU Dehong, ZHOU Chaoyang. Control strategy of paralleled UPS system[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(21): 63-67.
[18] 張慶海, 羅安, 陳燕東, 等. 并聯(lián)逆變器輸出阻抗分析及電壓控制策略 [J]. 電工技術(shù)學報, 2014,29(6): 98-105.
ZHANG Qinghai, LUO An, CHEN Yandong, et al. Analysis of output impedance for parallel inverters and voltage control strategy[J]. Transactions of the China Electrotechnical Society, 2014, 29(6): 98-105.