基于混合脈寬調(diào)制的并聯(lián)并網(wǎng)變換器控制方法

姜衛(wèi)東,王 偉,王金平,王 磊,張學(xué)威

(合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院,安徽省合肥市 230009)

基于混合脈寬調(diào)制的并聯(lián)并網(wǎng)變換器控制方法

姜衛(wèi)東,王 偉,王金平,王 磊,張學(xué)威

(合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院,安徽省合肥市 230009)

共享直流母線和交流母線的三相并網(wǎng)變流器并聯(lián)系統(tǒng)可以提高系統(tǒng)容量,但不可避免地帶來環(huán)流問題。在分析環(huán)流產(chǎn)生原因的基礎(chǔ)上,研究了由于注入不同零序電壓引起的環(huán)流問題,建立了環(huán)流的數(shù)學(xué)模型,提出了一種正弦脈寬調(diào)制(SPWM)與空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)結(jié)合的調(diào)制方式,既能提高電壓利用率,又能避免由于零序電壓注入不一致引起的低頻環(huán)流問題。最后,在實(shí)驗(yàn)室搭建了變流器并聯(lián)運(yùn)行的實(shí)驗(yàn)平臺(tái),通過相關(guān)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出的調(diào)制方法的可行性和有效性。

環(huán)流;并網(wǎng)變流器;并聯(lián);零序電壓

0 引言

三相電壓型并聯(lián)并網(wǎng)變流系統(tǒng)通過共享直流母線和交流母線實(shí)現(xiàn)變流器并聯(lián)[1-3]。其在發(fā)揮變流器模塊功率因素可調(diào)、能量雙向流動(dòng)等優(yōu)勢(shì)的同時(shí),在不增加開關(guān)管電流應(yīng)力的基礎(chǔ)上進(jìn)一步提高了系統(tǒng)的功率等級(jí)[4-5]。然而,由于共享交、直流母線,并聯(lián)模塊間會(huì)產(chǎn)生環(huán)流。

現(xiàn)有的文獻(xiàn)一般將環(huán)流分為低頻環(huán)流和高頻環(huán)流。其中,模塊間輸出一個(gè)周期內(nèi)的平均電壓不一致,將會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)出現(xiàn)低頻環(huán)流,這對(duì)應(yīng)了調(diào)制波不一致的情形;此外,模塊間輸出一個(gè)周期內(nèi)的平均電壓一致,而功率器件開關(guān)狀態(tài)不同步將引起高頻環(huán)流,這對(duì)應(yīng)了載波不一致的情形。并聯(lián)模塊間的環(huán)流流動(dòng),增加了系統(tǒng)的開關(guān)損耗,降低了系統(tǒng)效率,造成并聯(lián)變流器電流應(yīng)力的不均衡和嚴(yán)重的電磁干擾,會(huì)縮短功率器件的使用壽命[6-8]。因此,研究三相并網(wǎng)變流器并聯(lián)系統(tǒng)環(huán)流的抑制方法具有重要意義。

目前已經(jīng)提出了很多環(huán)流分析和環(huán)流抑制的方法,但是大部分都是針對(duì)直流、工頻及其諧波環(huán)流,沒能給出開關(guān)周期內(nèi)環(huán)流的變化規(guī)律及數(shù)學(xué)模型?，F(xiàn)有的適用于兩電平變流器的環(huán)流抑制方法中,最基本的方法是每臺(tái)變流器的直流側(cè)采用獨(dú)立的直流電源或者在交流側(cè)采用隔離變壓器實(shí)現(xiàn)電氣隔離等硬件阻斷環(huán)流方法[9-12],雖然能夠完全抑制環(huán)流,但是會(huì)增加系統(tǒng)成本和體積,在實(shí)際生產(chǎn)中難以得到推廣。

文獻(xiàn)[13-14]提出了基于負(fù)序二倍頻dq坐標(biāo)變換的環(huán)流抑制方法,該方法取得了良好的抑制效果,但只適用于三相對(duì)稱系統(tǒng)。文獻(xiàn)[15]提出一種基于比例—積分—諧振(PIR)控制的模塊化多電平換流器新型環(huán)流抑制器,需實(shí)時(shí)檢測(cè)二倍頻環(huán)流分量。文獻(xiàn)[16-17]提出非線性控制方法實(shí)現(xiàn)環(huán)流抑制,但該方法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜,難以應(yīng)用到實(shí)際工程中。文獻(xiàn)[18]采用無差拍控制的方法抑制系統(tǒng)環(huán)流,利用無差拍控制方法的電流快速跟蹤性能,獲得較好的環(huán)流抑制效果。但傳統(tǒng)無差拍控制器的環(huán)流抑制效果在很大程度上取決于控制器算法和主電路中各器件參數(shù)的計(jì)算、測(cè)量精度,系統(tǒng)魯棒性差。文獻(xiàn)[19]提出一種交錯(cuò)斷續(xù)空間矢量調(diào)制實(shí)現(xiàn)環(huán)流抑制,但會(huì)增加系統(tǒng)的開關(guān)頻率。文獻(xiàn)[20]提出一種注入相同零序電壓的方法抑制低頻環(huán)流,獲得較好的環(huán)流抑制效果,但零序電壓的計(jì)算過于復(fù)雜且環(huán)流的抑制依賴于并聯(lián)模塊間的通信。

本文分析了三相并網(wǎng)變流器并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流產(chǎn)生機(jī)理,在單個(gè)開關(guān)周期內(nèi),分析了由于調(diào)制波不一致引起的低頻環(huán)流及其變化規(guī)律。在此基礎(chǔ)上建立了低頻環(huán)流變化量的數(shù)學(xué)模型,分析了采用正弦脈寬調(diào)制(SPWM)及空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)時(shí)環(huán)流在一個(gè)載波周期內(nèi)的變化規(guī)律,并討論了并聯(lián)模塊實(shí)際電流及濾波電感參數(shù)的不同對(duì)環(huán)流的影響。針對(duì)環(huán)流的變化規(guī)律,提出了一種基于相同零序電壓注入的低頻環(huán)流抑制方法,該方法既可以有效地抑制并聯(lián)模塊間的低頻環(huán)流,又能提高電壓利用率。本文也論述了采樣誤差對(duì)本文所提出的調(diào)制方法的影響,給出了并聯(lián)模塊零序電壓差的概率分布圖。最后,在實(shí)驗(yàn)室搭建了三相并網(wǎng)變流器并聯(lián)運(yùn)行的實(shí)驗(yàn)平臺(tái),通過對(duì)比實(shí)驗(yàn),驗(yàn)證了本文所提出的環(huán)流抑制方法的有效性和可行性。

1 三相并網(wǎng)變流器并聯(lián)模型

附錄A圖A1為共享直流母線和交流母線的變流器模塊并聯(lián)拓?fù)?。其?ek為三相電網(wǎng)相電壓;ijk為模塊j的三相并網(wǎng)電流;ujk為模塊j的輸出電壓;udc為直流側(cè)電壓;Ljk為模塊j的網(wǎng)側(cè)濾波電感;Rjk為模塊j的濾波電感的電阻;uON為電網(wǎng)中性點(diǎn)相對(duì)于直流負(fù)母線的電壓;k取a,b,c;j=1,2,…,N。本文中模塊1為主模塊,模塊2,3,…,N為從模塊。

忽略濾波電感的寄生電阻Rjk,單臺(tái)三相并網(wǎng)變流器在abc軸系下的電壓方程為:

(1)

每個(gè)模塊的網(wǎng)側(cè)濾波電感參數(shù)是一致的,因此Ljk=Lj,利用Clarke變換:

(2)

式中:xα,xβ,x0為在αβ0軸系下的分量;xa,xb,xc為在abc軸系下的分量。

三相并網(wǎng)變流器在αβ0軸系下的數(shù)學(xué)模型可表示為:

(3)

式中:eαβ0為αβ0軸系下的電網(wǎng)電壓;ijαβ0為αβ0軸系下模塊j的并網(wǎng)電流;ujαβ0為αβ0軸系下模塊j的輸出電壓。

再經(jīng)Park變換后,三相并網(wǎng)變流器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為:

(4)

式中:ujd和ujq分別為模塊j輸出電壓的d,q軸分量;ijd和ijq分別為模塊j并網(wǎng)電流在d,q軸分量;ed和eq分別為電網(wǎng)電壓的d,q軸分量;ω為系統(tǒng)角頻率。

由于環(huán)流只在并聯(lián)模塊之間流動(dòng),并不流經(jīng)電網(wǎng),因此,定義模塊j的三相電流之和為零序環(huán)流,即

i0,j=ija+ijb+ijc

(5)

其中,i0,j包含了并聯(lián)系統(tǒng)之間各次頻率下的環(huán)流信息,分別為工頻環(huán)流、低頻環(huán)流,高頻環(huán)流。

總的說來,環(huán)流是由于功率器件的開關(guān)動(dòng)作不一致造成的,而影響模塊開關(guān)動(dòng)作的是載波與調(diào)制波。當(dāng)兩臺(tái)變流器載波一致時(shí),由于控制算法、電路參數(shù)、零序電壓的注入等因素將導(dǎo)致每個(gè)模塊輸出電壓不一致。系統(tǒng)環(huán)流的分析可以基于以下兩種情形分析:①當(dāng)兩臺(tái)變流器三相電壓的幅值或相位不同,而無零序電壓被注入時(shí),此時(shí)每臺(tái)變流器的輸出電壓仍然滿足對(duì)稱條件,變流器向電網(wǎng)注入或抽取的電流不一致,但這種情形下,每個(gè)模塊三相輸出電流之和仍然為零;②在上述條件下,當(dāng)兩臺(tái)變流器分別被注入零序電壓時(shí),由于每臺(tái)變流器注入的零序電壓是其中間電壓的一半,每個(gè)模塊輸出電流中將含有三倍頻的低頻零序環(huán)流。

2 環(huán)流分析

2.1 環(huán)流分析依據(jù)

環(huán)流產(chǎn)生的本質(zhì)是由于模塊輸出的脈寬調(diào)制(PWM)序列不一致。每個(gè)模塊的PWM序列的產(chǎn)生,是通過自身的調(diào)制波與載波比較得到的。因此,環(huán)流產(chǎn)生的根本原因是由于多變流器之間載波和調(diào)制波的不一致。抑制多變流器之間的環(huán)流,必須從改善載波和調(diào)制波的角度出發(fā)。當(dāng)載波一致而調(diào)制波不一致時(shí),多變流器的PWM序列的中心(中心對(duì)齊方式)或邊沿(邊沿對(duì)齊方式)是一致的,但模塊的PWM序列的占空比是不一致的。

首先定義開關(guān)函數(shù):

(6)

由于采用兩電平拓?fù)?每相橋臂有1,0兩種開關(guān)狀態(tài),其中,1狀態(tài)表示上管導(dǎo)通、下管關(guān)斷,0狀態(tài)表示下管導(dǎo)通、上管關(guān)斷。模塊1與模塊j的k相橋臂有4種開關(guān)狀態(tài),即(s1k,sjk)為(1,1),(1,0),(0,1),(0,0),形成如圖1所示的環(huán)流通路,分別將這4種狀態(tài)記為sⅠ,sⅡ,sⅢ,sⅣ,作用時(shí)間分別為tⅠ,tⅡ,tⅢ,tⅣ。

(7)

易知,在狀態(tài)sⅠ和sⅣ下,環(huán)流不發(fā)生變化;而在狀態(tài)sⅡ和sⅢ下環(huán)流發(fā)生變化,但變化方向相反。如圖1所示,可寫出任一狀態(tài)下環(huán)流通路的電壓方程,其中,i1jk為模塊1與模塊j之間的k相環(huán)流。

(8)

圖1 環(huán)流路徑Fig.1 Loops of circulating current

因此,任意狀態(tài)下任一相環(huán)流方程的增量方程可表示為:

(9)

根據(jù)單極性調(diào)制的一般定義,定義模塊j的k相占空比函數(shù)為:

(10)

因此,若一個(gè)周期Ts內(nèi)出現(xiàn)了4個(gè)狀態(tài),則k相在一個(gè)周期內(nèi)作用在電感上的電壓的伏秒積為:

(11)

從而可知,模塊2到模塊N引起的模塊1的k相環(huán)流分量的增量為:

(12)

將三相加和,可得到模塊1上的零序環(huán)流的增量為:

Δi0,1|Ts=

(13)

同理,可求得模塊j上的零序環(huán)流在一個(gè)周期內(nèi)的增量為:

i≠j

(14)

(15)

式中:kPj和kIj分別為內(nèi)環(huán)控制的比例、積分系數(shù)。

進(jìn)而利用Park逆變換,可以得到:

(16)

式中：θ為鎖相角。

再利用Clarke逆變換,可以得到三相靜止坐標(biāo)下的輸出電壓為:

(17)

一個(gè)周期內(nèi)模塊j的k相調(diào)制電壓ujk為:

(18)

2.2 模塊輸出不一致的對(duì)稱電壓但無零序電壓注入時(shí)的環(huán)流

各個(gè)模塊輸出無零序電壓注入的對(duì)稱電壓,滿足:

(19)

將上式代入式(13)中,可以得到:

Δi0,j|Ts=

(20)

可以看出,在所有模塊無零序電壓注入或注入相同的零序電壓時(shí),由于各個(gè)模塊的三相調(diào)制電壓不一致所引起的環(huán)流,在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的增量為零。這種情形下的環(huán)流分析如圖2所示。

圖2 載波一致、調(diào)制電壓不一致且無零序電壓注入時(shí)的情形Fig.2 Case of same carriers,different modulation voltages and without zero sequence voltage injected

2.3 模塊注入不一致的零序電壓

主從模塊調(diào)制電壓一致,但被注入不一致的零序電壓,即滿足:

(21)

將上式代入式(13)中,可以得到:

(22)

可以看出,當(dāng)三相調(diào)制波注入不一致的零序電壓所引起的環(huán)流增量,在開關(guān)周期內(nèi)的變化量與所注入的零序電壓差成正比。

當(dāng)載波周期遠(yuǎn)小于逆變器的輸出周期時(shí),利用積分替代微分,可以得到模塊j的環(huán)流為:

(23)

基于以上分析,模塊j的環(huán)流取決于該模塊注入的零序電壓與其余模塊注入的零序電壓的差值。而每個(gè)模塊所注入的零序電壓往往取決于該模塊的輸出電壓。從式(15)可以看出,每個(gè)模塊的輸出電壓取決于控制系統(tǒng)參數(shù)、模塊j的電感值和模塊j的電流給定這幾個(gè)因素。當(dāng)這些參數(shù)不一致時(shí),將可能導(dǎo)致模塊間出現(xiàn)環(huán)流。這種情形下的環(huán)流分析如圖3所示。

圖3 載波一致、調(diào)制電壓一致且不一致的零序電壓注入時(shí)的情形Fig.3 Case with same carriers,same modulation voltages and different zero sequence voltage injected

3 模塊采用SPWM和SVPWM時(shí)的環(huán)流分析

3.1 SPWM

當(dāng)采用SPWM時(shí),滿足:

uja+ujb+ujc=0

(24)

可知,此時(shí)無零序電壓的注入,即uZ1=uZj=0,將其代入式(23)可得:

(25)

當(dāng)采用SPWM時(shí),無論任何一種參數(shù)不對(duì)稱,均不會(huì)在模塊間產(chǎn)生環(huán)流。

3.2 SVPWM

雖然SPWM方式不會(huì)在模塊間產(chǎn)生環(huán)流,但是其本身存在電壓利用率低、諧波特性較差的缺點(diǎn)。因此在很多場(chǎng)合需要考慮SVPWM方法。

(26)

進(jìn)而可以計(jì)算出SVPWM時(shí)的調(diào)制波為:

(27)

當(dāng)模塊的參數(shù)不一致時(shí),采用SVPWM,各模塊注入的零序電壓不同,此時(shí)會(huì)在并聯(lián)模塊上產(chǎn)生零序環(huán)流,且零序環(huán)流的大小與各模塊注入的零序電壓差值成正比。由于每個(gè)模塊注入的零序電壓為三倍頻的電壓,因此零序環(huán)流表現(xiàn)為三倍頻的低頻環(huán)流。

4 混合脈寬調(diào)制

針對(duì)SPWM電壓利用率低和SVPWM會(huì)產(chǎn)生低頻環(huán)流等問題,本文提出一種混合脈寬調(diào)制(HPWM)策略。

由式(15)可知,模塊j的輸出電壓由兩部分組成,即作用在電感上的電壓增量和電網(wǎng)電壓前饋項(xiàng)。對(duì)這兩項(xiàng)分別用Park逆變換和Clarke逆變換,可以得到Δuja,Δujb,Δujc和ea,eb,ec。前者是每個(gè)模塊根據(jù)自身參數(shù)計(jì)算得到的,而后者則來自于電網(wǎng)電壓的公共信息,對(duì)于所有模塊都是一致的。對(duì)前者采用SPWM,滿足:

Δuja+Δujb+Δujc=0

(28)

對(duì)電網(wǎng)電壓采用HPWM,零序電壓注入的表達(dá)式為:

(29)

HPWM時(shí)的各個(gè)模塊的調(diào)制波為:

(30)

這種情況下各個(gè)模塊所注入的零序電壓均來自于電網(wǎng)電壓。實(shí)際上,電網(wǎng)電壓中不可避免地含有一定諧波,但由于各模塊同時(shí)采集電網(wǎng)電壓,電網(wǎng)中各頻次諧波一并被采集,并聯(lián)模塊采集到的電網(wǎng)電壓值相同,因此注入的零序電壓也相同。即uZ1=uZj(j=2,3,…,N),將其代入式(13)可得:

(31)

雖然各個(gè)模塊的硬件參數(shù)或者控制參數(shù)可能存在差異,但采用HPWM,并聯(lián)模塊注入的零序電壓大小相等,模塊間不會(huì)產(chǎn)生零序環(huán)流。圖4為采用HPWM時(shí),調(diào)制電壓產(chǎn)生的示意圖。

圖4 HPWM時(shí)調(diào)制電壓的產(chǎn)生示意圖Fig.4 Generation diagram of modulation voltages with HPWM

5 性能分析

5.1 電壓利用率的對(duì)比

附錄A圖A3為給出了變流器工作在不同功率因數(shù)下對(duì)應(yīng)的SPWM,SVPWM和HPWM的調(diào)制波?？梢钥闯?HPWM兼顧了SVPWM和SPWM的特點(diǎn)。附錄A圖A3中也給出了變流器輸出電壓u、電流i和電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)e的矢量圖,可以看出,在同樣的電流下,變流器輸出的電壓與功率因數(shù)有關(guān),變流器輸出的電壓可用式(32)描述,考慮到電感L的電阻遠(yuǎn)小于電感的電抗,忽略其電阻。

u=e+jωLi

(32)

SPWM時(shí)電壓利用率為:

(33)

SVPWM時(shí)電壓利用率為:

(34)

HPWM時(shí)電壓利用率為:

(35)

式中:emid為電網(wǎng)電壓中間相。

當(dāng)電流滯后電網(wǎng)電壓90°時(shí),此時(shí)變流器的輸出電壓最大,由附錄A圖A4可知,SVPWM時(shí)注入的零序電壓較HPWM時(shí)大。因此,HPWM方式的電壓利用率高于SPWM方式,低于SVPWM方式。

5.2 電流輸出能力的比較

附錄A圖A5給出了在650 V直流側(cè)電壓、311 V相電壓峰值、4 mH電感時(shí),不同功率因數(shù)下SVPWM,SPWM和HPWM在不出現(xiàn)過調(diào)制時(shí),允許輸出的相電流的峰值。可以看出,三種方式在功率因數(shù)為零時(shí),其允許輸出的電流均最小。這是因?yàn)檫@時(shí)電感上的電壓增量項(xiàng)和電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)幾乎同相,在同樣的電流下,變流器輸出電壓的峰值最大?？梢钥闯?三種調(diào)制方式中,任何一個(gè)功率因數(shù)下,SVPWM允許輸出的電流都是最大,HPWM次之,SPWM允許輸出的電流最小。考慮到一般變流器運(yùn)行時(shí),電抗壓降項(xiàng)一般小于等于電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)的5%。在此參數(shù)下,變流器輸出的電流峰值應(yīng)接近18 A。SVPWM和HPWM都滿足該要求,但SPWM在功率因數(shù)接近零時(shí),無法滿足該要求。

5.3 輸出波形質(zhì)量對(duì)比

本文中VWTHD被用于分析變流器輸出的波形質(zhì)量,其定義為:

(36)

式中:V1為變流器輸出基波的有效值;Vh為變流器輸出的h次諧波的有效值。

附錄A圖A6給出了SVPWM和不同功率因數(shù)下的SPWM,HPWM的VWTHD隨著輸出電流增大時(shí)的曲線,可以看出當(dāng)功率因數(shù)角為90°時(shí),HPWM和SVPWM下的VWTHD變化基本一致;當(dāng)功率因數(shù)角為0°或者180°時(shí),HPWM的VWTHD較SVPWM下的VWTHD值大。但是不管哪種情況,HPWM的VWTHD都小于SPWM的VWTHD。值得注意的是,當(dāng)采用SPWM時(shí),當(dāng)功率因數(shù)角為90°,輸出電流大于10 A時(shí),算法進(jìn)入了過調(diào)制區(qū),變流器輸出的低頻諧波含量急劇增大,所以這種情況下的VWTHD上升非常之快。

5.4 采樣誤差的影響

以上三種調(diào)制方式,調(diào)制波的組成部分中都含有電網(wǎng)前饋電壓,抑制并聯(lián)模塊間的環(huán)流依賴于準(zhǔn)確的采樣結(jié)果。由于各個(gè)模塊有獨(dú)立的采樣電路,當(dāng)采樣受到干擾,使得并聯(lián)模塊采集到的電網(wǎng)前饋電壓不再相同時(shí),會(huì)使零序環(huán)流的抑制效果變差。

(37)

對(duì)于本文所研究的實(shí)驗(yàn)平臺(tái),每個(gè)模塊采用同樣的元器件制作,由實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,采樣差值在4 V范圍內(nèi)的概率達(dá)95%,由此計(jì)算得到的σ值為2。

(38)

在實(shí)驗(yàn)室搭建三機(jī)并聯(lián)實(shí)驗(yàn)平臺(tái),由式(22)可求出任一并聯(lián)模塊上的環(huán)流。模塊1的環(huán)流在一個(gè)載波周期的變化量為:

(39)

同理可求模塊2、模塊3上的環(huán)流為:

(40)

(41)

設(shè)L2=aL1,L3=bL1,則

(42)

圖5 電網(wǎng)電壓采樣誤差概率分布圖Fig.5 Probability distribution diagrams of grid voltage sampling errors

由式(39)可知,環(huán)流的大小與注入并聯(lián)模塊的零序電壓差值成正比,當(dāng)零序電壓差逐漸變大時(shí),并聯(lián)模塊間的環(huán)流也逐漸增大。因此,當(dāng)采樣結(jié)果精確時(shí),并聯(lián)模塊間基本無環(huán)流;而當(dāng)采樣結(jié)果不精確時(shí),并聯(lián)模塊間就會(huì)出現(xiàn)一定的環(huán)流。經(jīng)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,當(dāng)a=0.5,b=0.5時(shí),零序電壓差值在3 V范圍內(nèi)的概率為61.56%;零序電壓差值在6 V范圍內(nèi)的概率為91.98%;零序電壓差值在9 V范圍內(nèi)的概率為99.12%。

6 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

并聯(lián)模塊的控制框圖如圖6所示。圖中:g1至g6為絕緣柵雙極型晶體管的驅(qū)動(dòng)信號(hào);AVR表示自動(dòng)電壓調(diào)節(jié)器;ACR表示自動(dòng)電流調(diào)節(jié)器。

圖6 多機(jī)并聯(lián)控制框圖Fig.6 Block diagram of multi-module parallel control

(43)

式中:kPu和kIu分別為外環(huán)控制的比例、積分系數(shù)。

為驗(yàn)證本文所提出控制算法的正確性,在實(shí)驗(yàn)室搭建了負(fù)載不對(duì)稱的三相并網(wǎng)變流器并聯(lián)運(yùn)行的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。模塊的控制芯片均采用Freescale公司的數(shù)字信號(hào)處理器 MC56F8345,絕緣柵雙極型晶體管型號(hào)為三菱公司的CM75DX-24S-E。系統(tǒng)參數(shù)如下:直流側(cè)電壓為670 V,載波頻率1為6 kHz,載波頻率2為5.997 kHz,濾波電感1和2均為4 mH,直流側(cè)電容為2 820 μF,負(fù)載功率1為0.8 kW,負(fù)載功率2為1.5 kW。附錄A圖A7給出了控制系統(tǒng)的實(shí)物圖。

附錄A圖A8至圖A10為在電感參數(shù)不平衡時(shí)采用SPWM,SVPWM和HPWM的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。實(shí)驗(yàn)分為不等電流和等電流兩個(gè)階段。在不等電流階段,模塊1,2,3的輸出電流為i1k=2.5 A,i2k=10 A,i3k=10 A;在等電流階段,模塊1,2,3的輸出電流為i1k=i2k=i3k=10 A。

在SPWM方式下,兩個(gè)階段的電流波形正弦度較好,無明顯畸變。并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流基本為零,與前文中的理論分析基本一致。在電流突變過程中,環(huán)流有一個(gè)較大的變化量,但很快衰減至零。由相電流和零序環(huán)流頻譜分析結(jié)果可以看出,三相電流中僅含有開關(guān)次諧波。環(huán)流的三倍頻分量非常小。

在SVPWM方式下,兩個(gè)階段的電流波形正弦度明顯較SPWM時(shí)差,特別是在模塊1在小電流運(yùn)行時(shí)。每個(gè)模塊輸出中含有較大的零序環(huán)流,與前文中的理論分析基本一致。在等電流運(yùn)行階段,由于電感參數(shù)不一致,每個(gè)模塊的輸出電壓不一致,從而導(dǎo)致每個(gè)模塊注入的零序電壓不一致。在這一階段,也存在較大的零序環(huán)流。由相電流和零序環(huán)流頻譜分析結(jié)果可以看出,三相電流中僅含有開關(guān)次諧波。環(huán)流的三倍頻分量較大。

在HPWM方式下,兩個(gè)階段的電流波形正弦度較好,無明顯畸變。并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流基本為零,與前文中的理論分析基本一致。在電流突變過程中,環(huán)流的突變量小于SVPWM,且很快衰減至零。由相電流和零序環(huán)流頻譜分析結(jié)果可見,三相電流中僅含有開關(guān)次諧波。環(huán)流的三倍頻分量非常小。

7 結(jié)語

本文首先分析了調(diào)制電壓不一致時(shí)三相并網(wǎng)變流器并聯(lián)系統(tǒng)中環(huán)流的產(chǎn)生機(jī)理,在此基礎(chǔ)上建立了環(huán)流變化量的數(shù)學(xué)模型。根據(jù)這一模型可知,注入的零序電壓不一致是產(chǎn)生零序環(huán)流的根本原因。由實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知,本文所提出的方法,可有效抑制并聯(lián)系統(tǒng)中的低頻零序環(huán)流，對(duì)提高并聯(lián)模塊的效率,降低開關(guān)損耗,增加功率器件的使用壽命方面具有重大意義。當(dāng)并聯(lián)模塊數(shù)目較多時(shí),由于各模塊的采樣存在一定的偏差,從而導(dǎo)致各模塊注入的零序電壓不同,會(huì)影響環(huán)流的抑制效果。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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ControlMethodforParallelGrid-connectedConvertersBasedonHybridPulseWidthModulation

JIANGWeidong,WANGWei,WANGJinping,WANGLei,ZHANGXuewei

(School of Electrical Engineering and Automation,Hefei University of Technology,Hefei 230009,China)

The parallel three-phase grid-connected converters sharing direct current and alternating current buses can increase the system level,but the circulating current problem is inevitable.According to an analysis of the causes of the circulation,the circulation problems caused by the injection of different zero-sequence voltages are studied.A mathematical model of the circulating current is developed and a modulation scheme combining sinusoidal pulse width modulation (SPWM) and space vector pulse width modulation (SVPWM) is proposed.It is expected that the voltage utilization can be increased,the low-frequency circulation due to the injection of different zero-sequence voltages should be avoided.Finally,the experiment platform of parallel three-phase grid-connected converters is set up in the laboratory to facilitate experiments and verify the feasibility and effectiveness of the proposed modulation method.

circulating current;grid-connected converters;parallel;zero-sequence voltage

2017-03-18;

2017-06-18。

上網(wǎng)日期:2017-08-01。

姜衛(wèi)東(1976—),男,通信作者,教授,主要研究方向:電力電子與電力傳動(dòng)、電氣傳動(dòng)系統(tǒng)控制。E-mail： ahjwd@163.com

王 偉(1993—),男,碩士研究生,主要研究方向:電力電子與電力傳動(dòng)。E-mail:1078139394@qq.com

王金平(1992—),男,副教授,主要研究方向:電力電子與電力傳動(dòng)。E-mail:waupter919@163.com

(編輯萬志超)