低頻低壓條件下抑制MMC電容電壓波動的非對稱控制

王倩楠，楊榮峰，劉瑜超，徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院，哈爾濱 150001）

低頻低壓條件下抑制MMC電容電壓波動的非對稱控制

王倩楠，楊榮峰，劉瑜超，徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院，哈爾濱 150001）

模塊化多電平換流器（MMC）應(yīng)用于電機低頻驅(qū)動時會工作于低頻低輸出電壓狀態(tài)，采用傳統(tǒng)的對稱控制方式時，因受直流側(cè)高壓影響會產(chǎn)生較大的電容電壓波動。為此，提出一種非對稱控制方式，使一橋臂不產(chǎn)生輸出電流，另一橋臂承擔(dān)幾乎所有的輸出電流。該方法中MMC不需要任何其他的功率交換技術(shù)，例如在低頻/低壓情況下通常采用的高頻注入方法，以抑制電容電壓的波動。詳細(xì)討論了非對稱控制方法的實現(xiàn)過程、橋臂間的功率控制以及該方法的優(yōu)缺點，仿真及實驗結(jié)果表明，所提控制方法適用于電機20 Hz以下的驅(qū)動狀態(tài)。

模塊化多電平換流器；電機驅(qū)動；諧波注入；電容電壓波動

Abstract：This paper proposes an asymmetric mode control for modular multilevel converters（MMC）which is operating at the conditions of low frequency and low output voltage.Conventional symmetric operations are easily affected by large capacitor voltage fluctuations.Differentiate from the conventional control method,one arm does not produce output current while the other arm sustains the output current with the proposed control method.Variations of the power level in arms remain bounded and the MMC doesn't need any other power exchange technique,such as high frequency or harmonic current injection in low frequency/low voltage condition,to suppress the capacitor voltage fluctuation.The asymmetric control realization,arm energy regulation and the optimization are all presented in detail.Experimental and simulation results show that the proposed method is suitable for motor drives operating frequency at 20 Hz.

Keywords:modular multilevel converter（MMC）;motor drive;harmonics injection;capacitor volta-ge fluctuation

因模塊化多電平換流器MMC（modular multilevel converter）具有的穩(wěn)定性、靈活性以及可控性等優(yōu)點，使其在大功率設(shè)備領(lǐng)域[1-3]，例如高壓直流輸電技術(shù)[4-7]、高壓直流變換器[8-10]、并網(wǎng)逆變器[11]及中壓電機驅(qū)動[12-13]等方面，受到更多的關(guān)注。其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。相對于傳統(tǒng)的兩電平換流器，其電壓輸出呈階梯狀，可近似為正弦方波。許多子模塊串聯(lián)鏈接，可以輸出諧波較少的高電壓。因此模塊化多電平換流器具有輸出電流與輸出電壓的質(zhì)量高、能夠降低轉(zhuǎn)矩波動及電機諧波損失等優(yōu)點，而逐漸成為最有研究前景的高壓電機拖動結(jié)構(gòu)之一。

然而，在電機驅(qū)動領(lǐng)域中，由于模塊化多電平換流器工作在一個包含低頻的較寬頻率范圍內(nèi)，單元模塊浮動電容的電壓波動與電機的電流成正比，與電機頻率成反比，因此會出現(xiàn)較大幅度的波動。這是MMC電機驅(qū)動應(yīng)用的一個固有缺陷。目前，降低電容電壓波動的方法可以被劃分成兩大類：一種是注入包含環(huán)流的特定次諧波；一種是往環(huán)流中注入高頻信號[14]。還有一些其他研究提出了對MMC的修改或者一個新的拓?fù)?，但是在恒定轉(zhuǎn)矩負(fù)載下實現(xiàn)全速度范圍的性能以及降低成本依然需要進(jìn)一步的研究。

圖1 模塊化多電平換流器Fig.1 Modular multilevel converter

本文的主要研究意義在于：①傳統(tǒng)的MMC會產(chǎn)生較大的電容波動，使得實現(xiàn)上下橋臂間的能量平衡控制變得困難；②提出一個新的非對稱的控制方式來避免直流段電壓對電容紋波的影響；③提出優(yōu)化的能量交替控制方式，橋臂間可以實現(xiàn)能量的解耦控制。

本文首先提出一個新型的非對稱控制方式的概念及此方式下能量的調(diào)控；然后介紹實驗仿真；并針對實驗結(jié)果對其進(jìn)行了討論分析，給出最終結(jié)論。

1 非對稱控制方式

1.1 傳統(tǒng)控制方式

在實際應(yīng)用中，負(fù)載電壓UO與負(fù)載電流IO由負(fù)載側(cè)決定，在電機驅(qū)動中可以簡化為正弦量?；诖嗽O(shè)定，可以將橋臂電壓表示為

式中：uP、uN分別為上、下橋臂電壓；Udc為直流側(cè)電壓。

將環(huán)流記為Icir，為保持橋臂能量平衡，環(huán)流始終在對子模塊進(jìn)行著充放電，以保持在穩(wěn)定狀態(tài)，橋臂電流iP,N可以表示為

結(jié)合式（1），可得到橋臂的瞬時功率表示為

式中：fO為換流器的電壓頻率；fm為最大頻率；Um為在fm時加在電機上的最大電壓。

式（3）中的首項是來自于直流側(cè)，以平衡負(fù)載功率，即第2項。因為在低壓工作條件下負(fù)載功率很小，環(huán)流Icir較小，此時UO＜＜Udc，所以此時除了第4項其他幾項都可以被省略，故低壓條件下的橋臂功率可以表示為

可以確保上下橋臂分擔(dān)從直流側(cè)到負(fù)載測的流動功率，且兩橋臂可以實現(xiàn)最大的線性調(diào)制工作范圍。然而，在低頻與低壓輸出的情況下，這種優(yōu)點將不再存在。另一方面，Udc較大，且從式（5）中可以看出，電容電壓紋波動受到Udc和iO的影響，Udc很大會造成更大的波動。在這種狀況下，傳統(tǒng)控制方法的缺點將會變得更加突出，且電容電壓的波動將會更加劇烈，波動將會很難去進(jìn)行抑制。

1.2 非對稱的控制方式分析

為了克服傳統(tǒng)控制方法所產(chǎn)生問題，本文提出了一個新型的非對稱控制方式。通過該控制，上橋臂輸出電流，橋臂電壓與電流可表示為

KUdc確保MMC的uP＞0與uN＞0，這對于半橋型MMC是非常重要的。當(dāng)K=1/2時，對應(yīng)著傳統(tǒng)的對稱控制方式，其中K與UO成比例，即

以式（6）的工作方式為例，換流器的輸出電壓為

式中的最后兩項為零序電壓，不會影響相間電壓。同時容易得到：up+un=udc，即滿足直流側(cè)環(huán)流控制要求。

在式（6）狀態(tài)下，上、下橋臂功率分別為

其中：上橋臂的第1個直流項是供給負(fù)載的能量，其余兩項為交流成分；下橋臂雖然承擔(dān)直流側(cè)電壓，但是在電流零點時，沒有功率波動。與式（5）中的能量相比，橋臂間的能量波動始終非常小。當(dāng)能量波動減少很明顯時，橋臂電壓平衡會非常容易實現(xiàn)。另外，橋臂中的能量將通過子模塊的電容電壓平衡技術(shù)由橋臂上所有模塊分擔(dān)。

然而，為實現(xiàn)這個控制，仍然存在幾個待解決的問題：①應(yīng)該精確地進(jìn)行環(huán)流控制才可以實現(xiàn)式（6）與式（7）的電壓電流形式；②上橋臂仍然在連續(xù)不斷地消耗著少量的能量，所以，需要一個充電過程以來維持整個能量等級；③因為充電過程將造成同相上、下兩個橋臂的能量同時增加或減少，因此上、下橋臂必須要交替進(jìn)行工作。

1.3 設(shè)計非對稱控制方式

1.3.1 非對稱控制方式的實現(xiàn)

對于MMC，主要有兩種方法實現(xiàn)非對稱控制方式。

方法2：因其中一個橋臂的輸出電流為0，所以只存在充電電流Icir與充電電壓ucomm，傳統(tǒng)的非對稱工作方式可通過換流電流控制方式將該橋臂電流直接控制在充電電流值附近。

1.3.2 橋臂的交替工作狀態(tài)

在上述的討論中可知，橋臂給負(fù)載提供輸出電流的同時需要充電以維持電容電壓保持在額定值?？紤]到Icir及ucomm的存在，需要增加環(huán)流控制，因此式（6）改寫為

如果忽略ucomm，考慮上橋臂輸出電流模式，此時橋臂功率可以表示為

圖2 非對稱工作狀態(tài)Fig.2 Asymmetric mode operation

可以看出，在輸出低頻/低壓狀態(tài)下，因下橋臂直流側(cè)電壓遠(yuǎn)高于上橋臂電壓，如果Icir用于對橋臂進(jìn)行充電，則下橋臂將承擔(dān)大部分的能量，而上橋臂的能量交換則較小。由此，兩橋臂間的能量能夠解耦控制。為了給上下橋臂都充電，兩橋臂則需要輪流改變其工作狀態(tài)。

其工作方式如圖2所示，從0.25 s到0.5 s，下橋臂產(chǎn)生負(fù)載所需的交流電流，上橋臂產(chǎn)生直流高壓，而從0.5 s到0.75 s，工作模式輪換?？梢钥闯?，輸出電流不受此輪換工作模式影響，同時充電電流很小即可平衡電容電壓。

1.3.3 控制設(shè)計

非對稱運行方式的控制器結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示，圖中M0代表上橋臂產(chǎn)生輸出的工作狀態(tài)，M1代表下橋臂產(chǎn)生輸出的工作狀態(tài)。

圖3 非對稱運行方式的控制器結(jié)構(gòu)Fig.3 Controller structure for asymmetric operation

將上下橋臂的電壓與參考電壓值V*CR進(jìn)行比較，二者差值作為PI控制器的輸入量，其中PI控制器的輸出量為在不同工作模式下的充電電流參考值Icir。則在M0與M1狀態(tài)下，橋臂輸出電壓參考值up與uN最終表達(dá)式分別為

M0狀態(tài)：

2 實驗結(jié)果

2.1 實驗平臺

本文所提控制方法的具體實驗驗證平臺如圖4所示。采用兩相模塊化多電平結(jié)構(gòu)，每橋臂中3個子模塊，負(fù)載接可調(diào)電阻器。實驗參數(shù)如表1所示。

圖4 實驗平臺Fig.4 Experimental platform

表1 實驗參數(shù)Tab.1 Parameters of experimental setup

2.2 利用控制方法所產(chǎn)生的實驗方波

圖5顯示了在1 Hz的工作狀態(tài)下所得到的實驗結(jié)果。由圖可以看出，在每個周期中，上、下橋臂輪流改變其工作狀態(tài)。在第1個工作狀態(tài)中，上橋臂電壓包含較高的、接近于直流側(cè)電壓直流分量，但橋臂電流則接近于0；下橋臂電壓中包含較小的直流分量，但它為輸出產(chǎn)生交流電流；而在下一個工作方式中，上、下橋臂則交換工作狀態(tài)。

在1 Hz工作狀態(tài)下，本文方法與傳統(tǒng)控制方法的電容電壓紋波比較如圖6所示，可以看出，換流器的電壓幅值為15 V，輸出的電流幅值為3 A。在本文所提控制方式下產(chǎn)生的電容電壓紋波遠(yuǎn)小于傳統(tǒng)對稱控制下所產(chǎn)生的紋波。

2.3 電容電壓紋波幅值以及交替頻率

考慮到交替頻率較低，環(huán)流只用于補償功率相角一個周期中，相功率Pp與PN應(yīng)該保持相等，因此，環(huán)流可以表示為

圖5 橋臂上所產(chǎn)生的實驗波形Fig.5 Experimental waveforms of arm quantities

圖6 傳統(tǒng)方式與本文控制方式下電容電壓紋波比較Fig.6 Comparison of capacitor voltage ripple between conventional symmetric control and the proposed asymmetric control

橋臂電容電壓紋波表示為

式中，KUdc=UO。式（16）表明電容電壓諧波的幅值只與換流器的輸出電壓與電流有關(guān)，而與直流母線電壓無關(guān)，這也是優(yōu)于常規(guī)控制方法的地方。

圖7是在增大功率下的一個對比結(jié)果，輸出電壓與電流幅值（UO，IO）分別為30 V和5 A。因此換流器的輸出功率是圖6中的3.33倍，而電容電壓紋波的振幅比是77 V/23 V=3.34，這與輸出功率間的比值幾乎相等，證明了換流器的電容電壓紋波只與輸出功率相關(guān)。

圖7 交替頻率為 4fO時的電容電壓紋波Fig.7 Capacitor voltage ripple as the alternating frequency is 4fO

圖8 交替頻率為16fO時的電容電壓紋波Fig.8 Capacitor voltage ripple at the alternating frequency is 16fO

此外，因為橋臂的能量控制在低電壓輸出的情況下是解耦的，電容電壓紋波還可以通過提高交替頻率而進(jìn)一步消除。當(dāng)交替頻率為16fO時電容電壓諧波如圖8所示，由圖可見，電容電壓的紋波值顯著減少。實際中，如果交替頻率過高，相當(dāng)于進(jìn)行了高頻注入。

3 仿真結(jié)果討論

在電動機全速度范圍內(nèi)，對不同的電機驅(qū)動控制方法進(jìn)行仿真，并對各種方法的電容諧波控制性能進(jìn)行比較。 通過上文推導(dǎo)的公式，可以分別計算出傳統(tǒng)控制法、二次諧波注入法，以及本文所提方法的橋臂功率，計算得到電容電壓波動幅度。仿真的具體參數(shù)見表2。輸出電壓頻率fO變化范圍為1～50 Hz，每一頻率點下的波動幅值，比較結(jié)果如圖9所示。

表2 仿真參數(shù)Tab.2 Parameters of the simulation system

圖9 不同頻率fO及輸出電壓U0下的電容電壓紋波Fig.9 Capacitor voltage ripple with different controls

仿真結(jié)果表明，對稱模式控制傳統(tǒng)控制法、二次諧波注入法在電動機低速范圍內(nèi)會產(chǎn)生較大的電容電壓紋波，且其大小與頻率成反比；本文提出的非對稱控制在電動機低速范圍內(nèi)有良好的性能，且在電動機全速度范圍內(nèi)，該控制方法產(chǎn)生的諧波振幅相對變化很小。然而，當(dāng)頻率大于20 Hz時，對稱模式控制的性能則具優(yōu)勢。因此本文提出的非對稱模式控制更適用于工作頻率低于20 Hz（速度范圍0～40%）的電機控制。當(dāng)工作頻率在中速或高速范圍內(nèi)時，控制方法需要切換到傳統(tǒng)的對稱模式控制。

4 結(jié)語

在MMC的傳統(tǒng)對稱型能量控制中，上、下橋臂能力是耦合在一起的，因此導(dǎo)致了橋臂電壓很難平衡。本文通過提出一種新的非對稱控制方式來克服這個問題，對于電機驅(qū)動低速控制是十分實用的。仿真以及實驗結(jié)果證明，所提控制方法主要的優(yōu)點于在低速狀態(tài)下，上、下橋臂間的能量流動是僅與換流器的輸出功率相關(guān)，而受直流側(cè)電壓影響較小，更適用于工作頻率低于20 Hz的電機控制，在該范圍內(nèi)電容電壓紋波幅值基本保持恒定。

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Asymmetric Mode Control of MMC to Suppress Capacitor Voltage Fluctuation in Low Frequency Low Voltage Condition

WANG Qiannan,YANG Rongfeng,LIU Yuchao,XU Dianguo
（School of Electrical Engineering and Automation,Harbin Institute of Technology,Harbin 150001,China）

王倩楠

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．5.174

TM46

A

2016-04-28；

2016-07-11

國家自然科學(xué)基金重點資助項目（51237002）

Project Supported by the State Key Program of National Natural Science of China（51237002）

王倩楠（1993-），女，通信作者，碩士研究生，研究方向：模塊化多電平換流器及直流輸電，E-mail：wclwycn@126.com。

楊榮峰（1978-），男，博士，講師，研究方向:交流電機控制技術(shù)，E-mail：yrf@hit. edu.cn。

劉瑜超（1989-），女，博士研究生，研究方向：多端柔性直流輸電，E-mail：51214 4420@qq.com。

徐殿國（1960-），男，博士，教授，研究方向：電力電子及多端直流輸電技術(shù)，E-mail：xudiang@hit.edu.cn。