有源鉗位正激變換器寄生參數對軟開關和直流偏磁的影響

薛偉民， 陳乾宏

(南京航空航天大學自動化學院， 江蘇 南京 211106)

有源鉗位正激變換器寄生參數對軟開關和直流偏磁的影響

薛偉民， 陳乾宏

(南京航空航天大學自動化學院， 江蘇 南京 211106)

本文考慮有源鉗位正激變換器原邊MOS管寄生電容、變壓器激磁電感及漏感的影響，推導了鉗位管ZVS開通的能量條件和時間匹配條件；建立了正激變壓器直流偏磁與寄生參數的定量關系；指出了小漏感、大激磁感、大寄生電容條件會導致鉗位MOS管無法實現ZVS開通，降低整機效率，影響控制器的可靠工作；同時還指出大漏感條件會導致變壓器負向偏磁嚴重，降低磁心利用率。最后完成了50W有源鉗位正激模塊電源的仿真和實驗驗證，證明了理論分析的正確性。

有源鉗位正激變換器； 寄生參數； ZVS； 直流偏磁

1 引言

有源鉗位正激變換器借助鉗位支路，在主管關斷期間完成變壓器磁復位過程。相比于傳統(tǒng)的復位繞組磁復位、RCD磁復位等方式，有源鉗位正激拓撲有效解決了最大占空比限制、勵磁能量損耗大等問題，具有變壓器雙向磁化、MOS管開關損耗低、勵磁能量可回收等優(yōu)勢，在中小功率模塊電源中得到了越來越廣泛的應用，已成為中小功率模塊電源主流拓撲形式之一。

目前，已有的文獻對于有源鉗位正激變換器的研究重點主要在于：有源鉗位正激變換器的工作原理[1,2]、損耗分析模型[3,4]、原邊主管ZVS開關特性[5,6]、變換器的小信號模型及控制特性[7,8]以及磁集成技術在有源鉗位正激變換器中的應用[9-11]等。相關文獻及研究工作為有源鉗位正激變換器的工程實現提供了很好的理論依據。但是相關文獻并未明確指出元件寄生參數對變換器特性的影響。實踐中發(fā)現，不合理的寄生參數配置使得鉗位管無法ZVS開通，導致開關損耗增大，影響峰值電流控制器的可靠工作。本文研究了寄生參數影響下有源鉗位正激變換器鉗位管ZVS的條件以及變壓器的偏磁情況，結合仿真和實驗驗證，證明了理論分析的正確性，為有源鉗位正激變換器的工程應用提供更多參考。有源鉗位正激變換器模型如圖1所示。

圖1 有源鉗位正激變換器電路示意圖Fig.1 Circuit of active clamp forward converter

為簡化模型分析，對圖1所示電路進行等效。假設副邊側濾波電感LO足夠大，濾波電路和負載可以等效為電流源；鉗位電容CCL容量足夠大，鉗位電壓恒定不變；采用變壓器L模型等效實際變壓器，LR為原邊漏感，LM為原邊激磁電感；CS僅包含原邊主管漏源極寄生電容，且該電容值不隨漏源極電壓變化；其余電路元件均為理想元件。等效后的電路模型如圖2所示。

圖2 有源鉗位正激變換器等效電路模型Fig.2 Equivalent circuit of active clamp forward converter

有源鉗位正激變換器在一個開關周期內工作過程可以分為7個模態(tài)，各模態(tài)等效電路及切換條件分別如圖3和表1所示。

圖3 各模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuits of different states

模態(tài)模態(tài)一模態(tài)二模態(tài)三模態(tài)四模態(tài)五模態(tài)六模態(tài)七切換條件起始主管開通主管關斷vCs=VINvCs=VCL&iM=iPiM=0鉗位管關斷vCs=VIN終止主管關斷vCs=VINvCs=VCL&iM=iPiM=0鉗位管關斷vCs=VIN主管開通

2 鉗位管ZVS條件研究

表1所示模態(tài)中，與鉗位管開通狀態(tài)相關的為模態(tài)三。該模態(tài)可以細分為以下兩種狀態(tài)。

(1)狀態(tài)一：高頻諧振。電路進入模態(tài)三后首先工作在高頻諧振狀態(tài)。等效電路如圖4(a)所示。副邊整流電路換流，變壓器短路，激磁電流保持不變。原邊漏感LR與MOS管寄生電容CS諧振，由于漏感LR與MOS管寄生電容CS均比較小，所以諧振頻率較高。

圖4 模態(tài)三等效電路Fig.4 Equivalent circuit of state 3

高頻諧振狀態(tài)下電源輸入能量ΔWIN和原邊漏感儲能ΔWm向寄生電容中轉移，使得寄生電容電壓增大。轉移能量大小ΔWtr可以表示為：

ΔWtr=ΔWm+ΔWIN

(1)

由于正激變壓器激磁電感LM遠大于漏感LR，勵磁電流IM+遠小于負載折射電流IO/K，其中K為變壓器原副邊匝比。所以式(1)可以簡化為：

(2)

寄生電容CS電壓從VIN增大至鉗位VCL所需能量：

(3)

若轉移能量ΔWtr大于或等于寄生電容建壓所需能量ΔWCs，則在副邊環(huán)流過程結束后電路直接進入模態(tài)四，無狀態(tài)二過程，鉗位MOS管可直接實現ZVS開通。結合式(2)、式(3)，推得鉗位MOS管ZVS開通的能量充分條件為：

(4)

反之，電路會進入狀態(tài)二。

(2)狀態(tài)二：低頻諧振。換流結束，變壓器原副邊脫開，原邊漏感LR、激磁電感LM串聯(lián)后與寄生電容CS諧振，電容電壓繼續(xù)上升，等效電路如圖4(b)所示。

由于激磁電感LM遠大于漏感LR，所以狀態(tài)二下諧振頻率遠低于狀態(tài)一，寄生電容CS電壓上升緩慢。該狀態(tài)下，寄生電容建壓至鉗位電壓所需的時間很長。即，為保證鉗位MOS管ZVS開通，主管驅動關斷邊沿與鉗位管開通邊沿之間所需的死區(qū)時間tDEL1很長。在高頻應用場合下，該死區(qū)時間無法得到保障，鉗位MOS管會工作在硬開關狀態(tài)。激磁電感LM越大，鉗位管開通時刻漏源極電壓越高，硬開關帶來的損耗越大。

鉗位管丟失ZVS除了會帶來鉗位管開通損耗增大，整機效率降低的問題之外，還會影響控制電路的可靠工作。硬開通狀態(tài)下，鉗位管開通瞬間，鉗位電容CL與寄生電容CS進行電荷平衡在二者構成的低阻回路中產生很大的電流尖峰。對于部分帶短路保護功能峰值電流模式的控制器來說(如UCC2897A)，主管漏極電流采樣信號中引入該電流尖峰可能會觸發(fā)控制器的短路保護功能，使得控制器反復重啟，無法正常工作。

從前述分析可知，寄生電容建壓過程的主體在高頻諧振階段。在高頻應用條件下，通常希望寄生電容能在該階段諧振至鉗位電壓。高頻諧振階段原邊相關波形如圖5所示。

圖5 高頻諧振狀態(tài)波形圖Fig.5 Waveforms of primary side in high-frequency resonance

從電壓波形可知，在高頻諧振階段，為保證電容電壓能達到諧振峰值，預留的諧振時間應該大于1/4個高頻諧振周期，即主管關斷邊沿與鉗位管開通邊沿之間的死區(qū)時間tDEL1要滿足：

(5)

綜上所述，鉗位管ZVS開通是有條件的，漏感越小、激磁電感越大、寄生電容越大，則鉗位管越容易丟失ZVS開通。鉗位管一旦進入硬開通狀態(tài)，會帶來變換器效率降低、峰值電流控制器無法正常工作等問題。式(4)和式(5)分別從能量和時間的角度給出了鉗位管ZVS開通的定量條件，為有源鉗位正激變換器的設計和調試提供有效的理論指導。

3 變壓器直流偏磁研究

為保證有源鉗位正激變換器整機效率，一般都需要保證鉗位管ZVS開通，且主管開通前寄生電容電壓下降到輸入電壓。將該工作狀態(tài)定義為變換器典型工作狀態(tài)。表1所描述各模態(tài)即為典型狀態(tài)下電路的工作過程。

本節(jié)基于有源鉗位正激變換器典型工作狀態(tài)，分析變壓器直流偏磁情況，相關波形如圖6所示。

圖6 勵磁過程相關波形Fig.6 Related waveforms of excitation process

(1)t2～t3階段，變壓器短路，原邊電路進入圖4(a)所示高頻諧振狀態(tài)。結合邊界條件：t3時刻電容電壓達到VCL，可求得t3時刻原邊電流大小為：

(6)

(2)t3～t4階段，副邊繼續(xù)換流，原邊鉗位支路導通，電流線性減小，原邊等效電路如圖7(a)所示。t4時刻原邊電流與激磁電流相等。該過程原邊電流表達式為：

(7)

圖7 勵磁過程等效電路Fig.7 Equivalent circuit of excitation process

(3)t4～t5階段，原副邊脫開，原邊電流繼續(xù)下降，下降斜率變緩。等效電路如圖7(b)所示。該過程原邊電流表達式為：

(8)

根據鉗位電容電荷平衡可知，t3～t5內原邊電流代數和為0，由此可以求得t5時刻原邊電流(即勵磁電流)大小為：

(9)

(4)t5～t6階段，原邊電路進入圖4(b)所示低頻諧振狀態(tài)。t6時刻，寄生電容電壓減小到VIN，勵磁電流達到最小值IM-。結合式(6)～式(9)，該最小值可以表示為：

(10)

正激變壓器激磁電感遠大于漏感，式(10)可以簡化為：

(11)

式中

(12)

式中，IM_pp為變壓器勵磁電流峰峰值；IM_bias為變壓器勵磁電流直流分量。

所以變壓器勵磁電流直流分量為：

(13)

勵磁電流最大值為：

(14)

式(13)表明在典型工作狀態(tài)下，有源鉗位正激變壓器存在負向直流偏磁，該偏磁電流的存在使變壓器偏離雙向對稱磁化工作點，降低了磁心利用率，增大了磁滯損耗。偏磁電流還導致磁心最大工作磁密的變化。式(14)表明，負載電流越大，則峰值勵磁電流越大，對應的最大磁密也越大。全負載范圍內，磁心的最大磁密為：

(15)

式中，μ和l分別為磁心磁導率和等效磁路長度；IOMAX為滿載輸出電流。變壓器設計過程中需要用式(15)確定的最大磁密來校核磁心是否達到飽和。

減小該偏磁電流不利影響的最直接的方法是減小漏感LR。LR與變壓器形狀、結構、繞制方式有關，通過原副邊夾繞、均勻分布繞組等方式可以有效提高耦合系數，降低漏感。同時，降低變壓器高度，采用平面磁心、PCB繞組也是降低漏感的有效手段。

4 仿真與實驗驗證

針對3.1節(jié)討論的寄生參數導致鉗位管丟失ZVS軟開關的問題，進行仿真驗證，仿真參數見表2。

表2 仿真參數Tab.2 Parameters for simulation

將相關參數代入式(5)，對鉗位管ZVS能量條件進行驗證，此時LR(Io/K)2

圖8 仿真波形圖Fig.8 Waveforms of simulation

圖8仿真波形與理論預測波形一致，在鉗位管開通時刻，其源極電壓不為0，為硬開通狀態(tài)；與此同時，鉗位電容與輸出電容進行電荷平衡，在主管的漏極檢測到15A的電流尖峰。

為驗證典型工作狀態(tài)下有源鉗位正激變換器變壓器直流偏磁情況，修正仿真參數，寄生電容CS設置為1nF，負載電流設置為10A，其余參數同表2。

將相關參數代入式(13)，計算得理論直流偏置為-100.4mA。不同漏感條件下仿真波形如圖9所示。從圖9(a)可知，該條件下變換器已工作在典型狀態(tài)，變壓器存在直流偏磁，偏磁電流大小為：IMbias=-70mA。調整漏感值至0.6μH，其他參數不變，此時理論直流偏磁電流的大小為-200mA。從圖9(b)知，仿真偏磁電流大小為：IM_bias=-160mA。

圖9 不同漏感條件下仿真波形圖Fig.9 Waveforms of simulation with different LR

對比圖9(a)和圖9(b)，可得如下結論：典型工作狀態(tài)下有源鉗位正激變換器變壓器存在負向直流偏磁，直流偏磁大小與變壓器漏感正相關，與式(13)表述一致。

采用峰值電流有源鉗位正激變換器控制器UCC2897A搭建50W實驗樣機，對前述結論進行實驗驗證。主電路參數如表3所示，電源實物如圖10所示。經測試，該電源滿載最高效率為92.5%。

表3 實驗電路參數Tab.3 Parameters of 50W prototype

圖10 50W樣機實物照片Fig.10 Picture of 50W prototype

根據實際電路中漏感和寄生電容大小，結合式(5)，可以推得該條件下鉗位管ZVS的負載條件IO>1.42A。考慮寄生電容的非線性特性，實際臨界負載電流值比該計算值大。針對IO=10A和IO=1A兩種負載條件進行對比實驗，結果如圖11所示。

圖11 不同負載條件下鉗位管開通時刻波形Fig.11 Experimental waveforms of VDS_AUX with different IO

10A負載條件下，電路參數滿足式(4)所述能量條件，此時鉗位管可以實現ZVS開通； 1A負載條件下，不滿足鉗位管ZVS開通的能量條件，因此是硬開通。圖11所示實驗波形與理論分析結果一致。

針對典型工作狀態(tài)下變壓器偏磁情況的結論，進行實驗驗證。實驗波形如圖12所示。

圖12 不同負載條件下勵磁電流波形Fig.12 Experimental waveforms of iM with different IO

對IO=8A和IO=10A兩種負載條件進行實驗驗證。根據式(13)，可以求得8A負載條件下，變壓器理論偏磁電流為-128mA；10A負載條件下，變壓器理論偏磁電流為-201mA。實驗結果顯示，IO=8A時，變壓器偏磁電流大小約為-76mA；IO=10A時，變壓器偏磁電流大小約為-145mA。實驗結果與理論計算結果在數值和變化趨勢上基本吻合?？赡艿恼`差來源主要是變壓器漏感測試精度以及示波器計算求解勵磁電流的過程。

5 結論

(1)鉗位MOS管ZVS開通的能量條件是：LR(IO/K)2≥CS(VCL-VIN)2。在元件參數固定的條件下，輸入電壓越低，負載電流越小，鉗位管越容易丟失ZVS開通。

(3)典型工作狀態(tài)下的有源鉗位正激變換器，其變壓器存在負向直流偏磁，該偏磁電流大小為：IM_bias=-LR(Io/K)2/(2VINDTs)，漏感越大，負載越重，該偏磁電流越大。

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Influence of parasitic parameters on soft switching and DC magnetic bias for active-clamp forward converter

XUE Wei-min, CHEN Qian-hong

(College of Automation Engineering, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 211106, China)

The parasitic capacitor of MOSFET, and magnetizing and leakage inductances of transformer are taken into account for the analysis of active-clamp forward converter in this paper. The conditions for zero-voltage switching of clamp MOSFET are derivated. Based on the conditions, it is pointed out that small leakage inductance, large magnetizing inductance and large parasitic capacitor tend to result in hard switching of clamp MOSFET, which degrades efficiency, and even disturbs the proper functions of controller. The quantitative relation between DC magnetic bias current and parasitic parameters is also given in this paper. The larger is the leakage inductance, the larger is the DC magnetic bias current, and the lower is the utilization of ferrite core. The simulation results agree with the theoretical analysis. Finally, a 50W prototype was built in the lab. Experimental results coincide well with the theoretical analysis.

active-clamp forward converter；parasitic parameters；ZVS；DC magnetic bias

2016-07-29

薛偉民(1991-)， 男， 江蘇籍, 碩士研究生, 主要從事功率變換技術研究； 陳乾宏(1974-)， 女， 湖北籍， 教授， 博士， 主要從事功率因數校正變換器、 磁集成技術及非接觸電能傳輸系統(tǒng)的研究。

TM132

A

1003-3076(2017)05-0075-06