模塊化電力電子變壓器的設計與實現(xiàn)

涂春鳴， 蘭 征， 肖 凡， 葛 俊， 孟 陽， 楊 義

(國家電能變換與控制工程技術研究中心， 湖南大學， 湖南 長沙 410082)

模塊化電力電子變壓器的設計與實現(xiàn)

涂春鳴， 蘭 征， 肖 凡， 葛 俊， 孟 陽， 楊 義

(國家電能變換與控制工程技術研究中心， 湖南大學， 湖南 長沙 410082)

基于級聯(lián)H橋拓撲的模塊化電力電子變壓器(Power Electronic Transformer, PET)具有最優(yōu)的靈活性和功能擴展性，是PET中研究最為廣泛的一種拓撲結構，但是其高壓工程樣機的實現(xiàn)具有一定的難度。本文研究了10kV/400V模塊化電力電子變壓器的設計與實現(xiàn)方法，考慮PET內(nèi)部高低壓隔離因素重新進行了三級結構劃分，高壓級聯(lián)模塊利用無鎖相環(huán)控制消除電網(wǎng)電壓波動引起的輸入電流相位誤差，研究了模塊化的控制系統(tǒng)設計方法。研制的工程樣機接入10kV配網(wǎng)進行了實驗，各工況下的實驗波形和數(shù)據(jù)分析驗證了所提設計方法的正確性與有效性。

電力電子變壓器； 級聯(lián)H橋； 模塊化； 無鎖相環(huán)控制

1 引言

近年來，隨著電力電子技術的發(fā)展，電能變換器出現(xiàn)了許多新型的拓撲結構。電力電子變壓器(Power Electronic Transformer，PET)，也稱為固態(tài)變壓器或智能變壓器，作為一種新型的電能變換器得到了學術界和工業(yè)界越來越多的關注[1,2]。PET可以替代傳統(tǒng)變壓器在未來智能電網(wǎng)中發(fā)揮重要的作用，具備功率因數(shù)校正、電壓調(diào)節(jié)、輸出頻率調(diào)節(jié)、諧波抑制和故障隔離等諸多功能[3]。此外，其豐富的交直流接口可以為分布式能源和儲能系統(tǒng)提供靈活的即插即用功能，可以控制主電網(wǎng)、分布式能源、儲能和負荷之間的功率流動。

根據(jù)電能變換結構的不同，現(xiàn)有提出的各種電力電子變壓器可以分為三類[4]：單級結構[5]、兩級結構[6]和三級結構[7]。三級結構的PET由輸入級、隔離級和輸出級構成，由于其功能最多，控制最為靈活，是大多數(shù)應用場合優(yōu)選的PET結構[4]。三級結構的電力電子變壓器根據(jù)模塊化程度的不同又可以分為非模塊化，半模塊化和模塊化三種[3]。非模塊化結構中，各級結構中僅有單個功率變換單元，其優(yōu)勢是功率器件和高頻變壓器少，相應的驅(qū)動和傳感器也少，結構較為簡單。為了實現(xiàn)高壓大功率變換，非模塊化結構的PET需要使用耐壓等級更高的寬禁帶功率器件，例如SiC、GaN等復合材料制成的功率器件。目前，這類功率器件的高成本使其難以大規(guī)模應用[8]。PET的半模塊化結構以多繞組變壓器的使用為標志，如文獻[9]提出的三相四線制配電網(wǎng)電力電子變壓器，使用了單輸入3輸出的多繞組變壓器。進一步，可以使用N輸入、3或3倍數(shù)輸出的多繞組變壓器實現(xiàn)PET內(nèi)部功率的自平衡[10]。半模塊化結構的PET可以減少高頻變壓器的數(shù)量，但是其功率容量和電壓等級的擴展將受到限制。

模塊化結構的電力電子變壓器則完全由多個功率模塊和高頻變壓器組合形成。文獻[2]提出了一種最簡單的模塊化PET，其輸入級由均壓電阻和單位功率因數(shù)整流器組成的模塊構成，該結構非常簡單，均壓電阻也可以為串聯(lián)的整流器自動分壓，但工作損耗太大。文獻[11]提出了基于MMC拓撲的電力電子變壓器，該結構可以減少三相輸入PET中高頻變壓器和功率器件的數(shù)量，且能抑制低壓直流母線的二倍頻波動。而目前研究最為廣泛的是基于級聯(lián)H橋拓撲的電力電子變壓器，該結構在諸多領域均有涉及。ABB提出的基于級聯(lián)H橋拓撲的PET可以應用于鐵路機車牽引系統(tǒng)[12]。美國北卡萊羅納州立大學基于該結構提出的PET可以應用于未來可再生能源傳輸與管理系統(tǒng)(Future Renewable Electric Energy Delivery and Management，F(xiàn)REEDM)[13]。文獻[14]提出了一種高壓大功率PET，應用于風力發(fā)電系統(tǒng)，可以實現(xiàn)有功傳輸、無功補償和電壓變換。文獻[15]提出了一種不需要低壓直流母線的拓撲。文獻[16,17]從效率、成本、功率密度、穩(wěn)定性和控制特性等多個方面比較了各種基于級聯(lián)H橋拓撲的電力電子變壓器。

綜上所述，基于級聯(lián)H橋拓撲的三級結構電力電子變壓器具有很好的靈活性和功能擴展性，可以通過模塊的串并聯(lián)實現(xiàn)容量和電壓等級的擴展，適合于中高壓電網(wǎng)的大功率應用。然而，模塊化的結構對主電路和控制器的設計都有很高的要求，目前對該結構的很多研究僅通過仿真進行原理驗證[6,9]，或者僅通過實驗室小樣機進行了驗證[7]，僅部分文獻有中高壓應用的研究，且都很少涉及控制系統(tǒng)的研究和設計[10,11]。

本文研究了10kV/400V模塊化電力電子變壓器的設計與實現(xiàn)方法，不僅包括模塊化的功率電路實現(xiàn)，還包括模塊化的控制系統(tǒng)設計。研究考慮了PET內(nèi)部高低壓隔離因素，對PET重新進行了三級結構劃分。高壓級聯(lián)模塊利用無鎖相環(huán)控制，可以消除10kV電網(wǎng)電壓波動引起的輸入電流相位誤差。研究了模塊化的控制系統(tǒng)設計方法，可以完全滿足PET算法復雜性和系統(tǒng)靈活性的要求。工程樣機接入10kV配網(wǎng)進行了實驗，分別進行了空載無功補償、接入阻性負荷，接入不平衡負荷，低壓側C相缺相等工況下的實驗，各工況下的波形和數(shù)據(jù)分析結果驗證了所設計的模塊化電力電子變壓器結構和參數(shù)的正確性與有效性。

2 拓撲結構與控制策略

2.1 拓撲結構

本文提出的電力電子變壓器應用場景為高壓交流側接入10kV配網(wǎng)，低壓交流側接400V配網(wǎng)負荷，還可以提供800V直流接口。

電力電子變壓器主電路拓撲全部由模塊化電路組成，不同于引言中文獻僅根據(jù)模塊功能對電力電子變壓器進行三級結構劃分，本文還考慮了高低壓隔離因素，對電力電子變壓器重新進行了三級結構劃分。如圖1所示，三級結構分別由高壓級聯(lián)模塊、隔離傳輸模塊和低壓逆變模塊組成。

圖1 模塊化PET拓撲結構圖Fig.1 Topological structure of modular PET

(1)高壓級聯(lián)模塊由兩個背靠背H橋及相應的直流電容組合而成，可以將工頻電壓轉(zhuǎn)換為高頻電壓。前級H橋穩(wěn)定模塊內(nèi)部直流電容電壓，后級H橋穩(wěn)定低壓直流母線電壓，并輔助調(diào)節(jié)模塊內(nèi)部直流電容電壓的平衡。輸入側級聯(lián)多電平(Cascade H-bridge Multi-level, CHM)設計使得輸入級功率器件能以較小的電壓應力和開關頻率應用于高壓大功率系統(tǒng)。

(2)隔離傳輸模塊由隔直電容、高頻變壓器(High Frequency Transformer, HFT)和整流橋組合而成，將高頻方波電壓隔離變壓后整流成直流電壓。隔直電容可以抑制變壓器原邊直流分量引起的變壓器偏磁問題，并與變壓器漏抗形成諧振。各級隔離傳輸模塊輸入側分別對接高壓級聯(lián)模塊，輸出側并聯(lián)形成低壓直流母線。值得指出的是，若需要隔離傳輸模塊實現(xiàn)功率雙向流動，則需要將不可控整流橋換成可控的H橋。

(3)低壓逆變模塊為三相四橋臂拓撲的逆變單元，采用LC濾波，4個模塊并聯(lián)，輸出400V工頻交流電壓。因為配網(wǎng)中負荷三相不平衡是運行常態(tài)，故要求逆變模塊帶有中線，從而具備三相四線輸出能力。

2.2 控制策略

電力電子變壓器控制輸入側接口處電流與電壓的相位角，使其既可以為“純阻性負載”，也可以根據(jù)指令進行一定容量的無功補償。而在輸出側接口處，控制輸出側接口電壓在額定功率范圍內(nèi)恒壓恒頻，使其看起來為恒定的電壓源。輸入和輸出側的功率交換會引起高壓級聯(lián)模塊內(nèi)直流電容以及直流母線電容的電壓波動，故通過控制電容電壓的恒定，間接控制了輸入側和輸出側交換的功率。

12級高壓級聯(lián)模塊的前級H橋串聯(lián)形成單相級聯(lián)多電平拓撲，其控制的主要目標為使各級模塊直流電容電壓保持平衡穩(wěn)定，同時控制與電網(wǎng)接口處的電流諧波和相位角，并消除電壓波動而引起的鎖相誤差。本文采用無鎖相環(huán)控制策略[18]，其核心思想是在兩相靜止坐標系下獲取無鎖相電流指令信號。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律和電流定律可列出單相級聯(lián)多電平拓撲在單相靜止坐標系下的狀態(tài)方程如下：

(1)

式中，i=1,2,…,n，其中n為級聯(lián)單元數(shù)，本文取12；di為第i級整流器占空比；us、is為電網(wǎng)電壓、電流；L為交流側濾波電感；Ci為第i級直流側電容值；Udci為第i級直流側電壓值；Ri為第i級直流側等效接入負載值。

建立級聯(lián)整流器在兩相靜止坐標系下的數(shù)學模型，如圖2所示。首先采用虛擬坐標軸構造三相平衡對稱網(wǎng)側電壓usk和三相網(wǎng)側電流isk(k=a,b,c)。三相靜止坐標系下瞬時有功功率p和瞬時無功功率q可表示為：

(2)

圖2 虛擬αβ坐標軸示意圖Fig.2 Schematic diagram of virtual αβ coordinate axis

將單相電網(wǎng)電流、電壓向量軸與a軸重合，同時將α軸與a軸重合，移相90°后得到對應的β軸分量，即令isα=isa=is，isβ=ise-0.005s，usα=usa=us，usβ=use-0.005s。將式(2)按“等功率”變換矩陣可得到三相PWM整流器在兩相靜止αβ坐標系下瞬時功率計算公式：

(3)

由于虛擬構造的是三相平衡系統(tǒng)，故輸入側瞬時功率可表示為：

(4)

(5)

若要實現(xiàn)單位功率因數(shù)控制，令q*=0，則

(6)

由于各個級聯(lián)子模塊自身損耗、控制信號延遲以及負載的差異都會導致各級直流側電壓出現(xiàn)不平衡，從而影響到裝置的穩(wěn)定運行，嚴重時還可能會燒毀功率開關管器件。因此，對各級加入額外的電壓平衡措施至關重要。當各級直流側出現(xiàn)電壓不平衡時，功率分配會出現(xiàn)不均衡，各級功率不平衡量Δpi可表示為：

(7)

式中，Kp、Ki為PI控制器比例、積分系數(shù)。Udci為第i級直流側電壓值。

根據(jù)式(7)可以計算得到各級疊加的電流信號為：

Δisk=Δpkk=1,2,…,n

(8)

最后將電流疊加信號分別加到總的調(diào)制信號上得到各個子模塊的調(diào)制信號Upwmi?？刂瓶驁D如圖3所示。

圖3 無鎖相環(huán)控制框圖Fig.3 Control block diagram with no PLL

高壓級聯(lián)模塊后級H橋則根據(jù)直流母線電壓，產(chǎn)生總的調(diào)制信號，本文采用50%占空比的固定調(diào)制波，通過直流電壓差控制能量傳輸大小。隔離傳輸模塊輸出并聯(lián)的特性決定了模塊可以進行能量的自平衡，當某級高壓級聯(lián)模塊內(nèi)直流電容電壓較大時，則該級對應的隔離傳輸模塊所傳輸?shù)墓β室矔龃螅瑥亩沟媚K內(nèi)直流電容電壓降低，通過不斷的平衡，使級聯(lián)模塊電容電壓保持一致。值得指出的是，該自平衡能力只能作為輔助調(diào)節(jié)電壓電容平衡的手段，其響應速度遠小于前級H橋控制速度。

為提高電力電子變壓器的可靠性，并考慮減小運行損耗，所設計的4臺低壓逆變模塊都控制為穩(wěn)定的電壓源，可以切換運行。當負荷容量大于單臺逆變模塊的容量時，根據(jù)負荷大小改變其投入運行模塊的數(shù)量。當投入數(shù)量大于等于2時，則組成了多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)，這就需要逆變模塊具備高效的均流控制策略，以使各個模塊的輸出電流保持一致。定義第j個模塊的輸出環(huán)流iHj為電力電子變壓器輸出電流在各運行模塊上的理論均值iav與第j個模塊實際輸出電流ioj之差：

iHj=iav-ioj

(9)

環(huán)流與各模塊間輸出電壓的差異相關，這種差異來自于模塊間的電壓偏差和硬件參數(shù)差異，為了抑制這種電壓差異帶來的環(huán)流，則需要提高各模塊間的阻抗，最直接的方式是引入虛擬阻抗，逆變模塊的控制框圖如圖4所示。

圖4 逆變模塊控制框圖Fig.4 Control block diagram of inverter

由圖4可以看出，各逆變模塊的電壓反饋控制回路中引入了環(huán)流反饋，并可反饋通路中設置任意值的虛擬阻抗Zvir(s)，進而實現(xiàn)對環(huán)流的動態(tài)調(diào)整。將虛擬阻抗設置為阻性，可以使環(huán)流與指令電壓的關系為比例關系，這意味著調(diào)節(jié)正弦指令電壓的過程中，環(huán)流有著很好的穩(wěn)定性。此外，環(huán)流阻抗為純阻性時，各模塊在穩(wěn)態(tài)下可根據(jù)環(huán)流的幅值和相位相應地調(diào)節(jié)指令電壓的幅值和相位，可獲得很高的均流精度[19]。

3 模塊化控制系統(tǒng)設計

模塊化電力電子變壓器三級結構需要不同的控制策略，算法復雜，不同模塊間的邏輯控制需要使用多線程任務。此外，控制系統(tǒng)還需要隨電力電子變壓器主電路模塊數(shù)量的增加而擴展控制接口。本文設計的電力電子變壓器控制系統(tǒng)如圖5所示，可以完全滿足其算法復雜性和系統(tǒng)靈活性的要求。

圖5 控制系統(tǒng)結構圖Fig.5 Structure of control system

控制系統(tǒng)由1個主控箱，12塊高壓級聯(lián)模塊控制板，4塊低壓逆變器控制板組成，并預留了擴展模塊所需的接口。

主控箱由底板及插板組成，底板提供電源，地址及數(shù)據(jù)線接口，插板包括DSP+FPGA核心板、AD板、電源板、邏輯控制板、光纖板。采樣板由2塊AD7865及相關采樣電路組成，邏輯控制板由輸出繼電器與輸入隔離電路組成。

核心板由1塊DSP與1塊FPGA組成。核心板DSP完成整體運行控制及高壓部分的算法控制，使用XINTF總線技術分別將核心板FPGA、AD板芯片以及每塊光纖板上的FPGA集成。DSP將高壓部分控制算法得到的調(diào)制信號通過總線分別下發(fā)至各光纖板。核心板FPGA負責對DSP中XINTF總線地址進行譯碼，根據(jù)各地址值，分別完成AD芯片轉(zhuǎn)換控制、各開關邏輯狀態(tài)控制、光纖板片選控制、整機PWM脈沖開/關及封鎖控制等。

光纖板由1塊FPGA及相關信號轉(zhuǎn)換電路組成，每塊光纖板上有6收12發(fā)共18路光纖接口，光纖板接收高壓級聯(lián)模塊上發(fā)的狀態(tài)量和直流電壓值，并分別將對應數(shù)據(jù)存放到相應地址供DSP讀取計算。同時向模塊發(fā)送DSP計算后的控制命令、PWM波信號和脈沖封鎖信號。與低壓逆變模塊連接的光纖板接收逆變器上傳的輸出電壓、電流、直流側電壓、有功功率、無功功率、功率因數(shù)、故障狀態(tài)等狀態(tài)數(shù)據(jù)，并分別將對應數(shù)據(jù)存放到相應地址供人機界面讀取顯示。同時向逆變器發(fā)送運行命令、相關運行參數(shù)和緊急閉鎖信號。

級聯(lián)模塊控制板由一塊FPGA及直流采樣電路組成，F(xiàn)PGA實時上傳采樣后的模塊內(nèi)部直流電壓和模塊狀態(tài)，同時接收主控板DSP下發(fā)的控制命令及調(diào)制信息，形成PWM波發(fā)送至IGBT驅(qū)動器，還可以接收IGBT發(fā)出的過溫過流等信號。

逆變模塊控制板由2塊DSP及1塊FPGA組成，分別通過XINTF總線技術將FPGA集成。其中DSP1負責處理逆變器模塊運行狀態(tài)、故障狀態(tài)等邏輯數(shù)據(jù)以及逆變器模塊保護數(shù)據(jù)，DSP2負責逆變器算法計算。FPGA負責與主控箱進行光纖通信，同時負責DSP1與DSP2間的通信與協(xié)調(diào)。逆變器模塊采用兩片AD7865對模擬量進行轉(zhuǎn)換，由FPGA對兩片AD芯片進行控制與讀取，讀取轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)后存放于FPGA寄存器中，供DSP1、DSP2讀取。

人機界面通過標準Modbus協(xié)議與主控箱內(nèi)的DSP通信。人機界面下發(fā)的操作命令由主控DSP執(zhí)行并經(jīng)過主控FPGA譯碼后，直接發(fā)送給邏輯控制板，或經(jīng)光纖板下發(fā)至級聯(lián)模塊控制板和逆變模塊控制板。人機界面集成了各單元的狀態(tài)顯示和運行控制命令，如圖6所示。

圖6 人機界面主界面Fig.6 Main interface of HMI

通過操作主界面的相關指令，可完成電力電子變壓器的正常啟停工作、輸入輸出變量觀測、狀態(tài)監(jiān)測等等。還可以操作進入二級界面，用于調(diào)試及運行狀態(tài)監(jiān)測等，如圖7所示，主要包括：①下發(fā)逆變模塊控制參數(shù)；②手動操作各開關；③逆變模塊投入數(shù)量選擇；④通訊狀態(tài)及高壓級聯(lián)模塊狀態(tài)；⑤逆變模塊運行狀態(tài)；⑥輸入輸出電氣信息顯示；⑦ 逆變模塊詳細運行信息；⑧高壓級聯(lián)模塊詳細運行信息；⑨主電路狀態(tài)示意圖。

圖7 人機界面二級界面Fig.7 Secondary interface of HMI

4 實驗與分析

圖8為所設計的10kV/400V電力電子變壓器工程樣機，樣機主要由5個柜體組成，從左至右分別為斷路器柜、充電柜、功率柜1#、功率柜2#及控制柜。柜體內(nèi)主電路包括隔離開關、斷路器、10kV/6kV單相干式變壓器、旁路接觸器、預充電電阻、鐵心電抗器、高壓級聯(lián)模塊、隔離傳輸模塊、低壓逆變模塊和萬能斷路器等。

圖8 工程樣機圖Fig.8 Photo of engineering prototype

柜體內(nèi)主要的模塊單元如圖9所示?？梢钥闯?，所設計的電力電子變壓器主要結構完全由模塊化單元構成，模塊數(shù)量可以根據(jù)對應電壓和功率等級進行不同的組合，主控箱的控制板也可以根據(jù)系統(tǒng)需求進行擴展，同樣采用了靈活的插拔結構設計。

為了驗證所設計模塊化結構及控制系統(tǒng)的正確性，將工程樣機接入10kV配電網(wǎng)，并分別進行空載無功補償、接入大功率純阻性負荷、接入不平衡負荷、C相缺相等工況下的實驗，使用周立功電能質(zhì)量分析儀和泰克示波器測試了穩(wěn)態(tài)時的波形和數(shù)據(jù)。

(1)空載無功補償工況

電力電子變壓器接入10kV配電網(wǎng)，400V側萬能斷路器斷開，讓其空載運行，并給定q*=50kVar，測試結果如圖10所示。

圖10 空載無功補償測試結果Fig.10 Test result of no-load and reactive compensation

由圖10可以看出，電力電子變壓器進入穩(wěn)態(tài)后，輸入電壓為10.3kV，輸入電流為5A，高壓級聯(lián)模塊沒有出現(xiàn)任何異常狀態(tài)，12級直流電壓不方便直接測量，通過人機界面可以看出基本都穩(wěn)定在780V左右?？蛰d時電力電子變壓器消耗的有功是2.5kW，對應空載損耗為1.56%。并且，PET按給定指令進行了50.9kVar的容性無功補償。

(2)阻性負荷工況

搭建了三相100kW阻性負載平臺，接入電力電子變壓器400V輸出側，此時高壓側給定q*=0，測試結果如下。

圖11為高壓側測試結果?？梢钥闯?，電力電子變壓器輸入電壓為10kV，輸入電流為11.5A，電壓電流相位基本一致，從功率分析數(shù)據(jù)可以看出有功功率為114kW，無功功率為6kVar。功率因數(shù)控制為0.999，體現(xiàn)了高壓級聯(lián)模塊無鎖相環(huán)控制的有效性。從諧波分析數(shù)據(jù)可以看出諧波電流THD為3.9%，滿足電力電子裝置的諧波要求，說明了高壓側級聯(lián)模塊的結構和控制策略的有效性。

圖11 阻性負荷高壓側測試結果Fig.11 Test result of impedance load in HV

圖12為低壓側測試結果?？梢?，低壓側A相輸出電壓為217.6V，B相為221.6V，C相電壓為223.1V，電壓三相對稱，頻率為49.999Hz，電壓諧波THD為3%左右；低壓側A相輸出電流為154.8A，B相電流為155.2A，C相電流為156.7A，電流諧波THD同樣為3%左右，滿足電力電子裝置的諧波要求，說明了低壓逆變模塊的結構和控制策略的有效性。

圖12 阻性負荷低壓側測試結果Fig.12 Test result of impedance load in LV

圖13為該工況下某級隔離傳輸模塊中高頻變壓器原邊電壓upri、副邊電壓usec、電流isec波形?？梢钥闯?，高頻變壓器原邊為方波電壓，幅值等于該級直流側電壓，為780V，由于變比為1∶1，原邊和副變的電壓電流基本一致。由電流還可以看出，功率器件動作的時刻電流為零，說明隔直電容與高頻變壓器漏抗形成了諧振，實現(xiàn)了ZCS，有效地降低了開關損耗，證明了參數(shù)設計的合理性。

圖13 隔離傳輸模塊側波形Fig.13 Test result of isolator transmission module

從高壓側和低壓側的功率分析可以看出，低壓側輸出有功功率為102.7kW，此時對應高壓側輸入有功功率114kW，由此可知電力電子變壓器的工作效率為90.1%。

(3)不平衡負荷工況

搭建了三相不平衡負載平臺，接入電力電子變壓器400V輸出側，忽略線路電感的影響，測試結果如圖14所示。

圖14 不平衡負荷測試結果Fig.14 Test result of unbalanced load

由圖14可以看出，接入不平衡負載后，低壓側輸出電流分別為A相118.3A，B相108.9A，C相60.2A，電流波形可以看出不平衡非常明顯，從輸出有功功率也可以看出，三相分別為A相25.3kW，B相24.1kW，C相13.5kW，不平衡度達到了50%。此時，三相電壓分別為A相216.1V，B相221.3V，C相225.1V，功率最大的A相電壓略小，功率最小的C相電壓略大，相對于負載較大的不平衡度，三相電壓基本保持平衡，證明了電力電子變壓器三相不平衡運行的能力。

(4)C相缺相工況

在電力電子變壓器400V輸出側斷開C相負載，模擬嚴重不平衡工況，穩(wěn)態(tài)功率分析如圖15所示。C相斷開后，低壓側輸出電流分別為A相155.7A，B相123.0A，C相0A，對應的有功功率分別為A相33.6kW，B相27.1kW，C相0kW，不平衡度達到了100%。此時，三相電壓分別為A相215.5V，B相222.8V，C相223.9V，功率最大的A相電壓略小，缺相的C相電壓略大，基本保持平衡，證明了電力電子變壓器缺相運行的能力。

圖15 C相缺相功率測試結果Fig.15 Test result of power with phase C loss

5 結論

針對10kV/400V模塊化電力電子變壓器的設計與實現(xiàn)方法，本文從模塊化的功率電路和控制系統(tǒng)兩個方面進行研究。詳細給出了所設計模塊化PET的拓撲結構，介紹了主要的控制策略，重點分析了模塊化的控制系統(tǒng)設計方法，該方法可以完全滿足模塊化PET算法復雜性和系統(tǒng)靈活性的要求。將所設計的工程樣機接入10kV配網(wǎng)進行了實驗，在空載無功補償、接入阻性負荷，接入不平衡負荷，低壓側C相缺相等工況下，根據(jù)波形和數(shù)據(jù)分析結果，得出空載損耗為1.56%，工作效率為90.1%，高低壓側的諧波均滿足標準要求，證明了所設計模塊化電力電子變壓器結構和控制系統(tǒng)的正確性與有效性。同時證明了電力電子變壓器三相不平衡運行和缺相運行的能力。

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Design and implementation of modular power electronic transformer

TU Chun-ming， LAN Zheng， XIAO Fan， GE Jun， MENG Yang， YANG Yi

(National Electric Power Conversion and Control Engineering Technology Research Center, Hunan University, Changsha 410082, China)

The modular power electronic transformer based on cascaded H bridge has several advantages in flexibility and performance. This topology is one of the most intensively investigated topology, but is hard to realize in practice. In this paper, the design and implementation of a 10kV/400V modular power electronic transformer is studied. New division of the PET tertiary structure is made in this paper, considering high and low voltage isolation. A phase-lock loopless control strategy was applied in high voltage cascade module to restrain errors made by network voltage fluctuating. The design method of the modular control architecture was studied. A engineering prototype has been connected to 10kV distribution for experiment. The analysis of experimental waves and data show the accuracy and efficiency of the designed prototype.

power electronic transformer; cascaded H bridge; modularity; phase-lock loopless control

2017-01-05

國家自然科學基金項目(51577055)、 湖南省教育廳重點科研項目(17A129)

涂春鳴(1976-)， 男， 江西籍， 教授， 博導， 研究方向為電力電子技術及其在電力系統(tǒng)中的應用； 蘭 征(1985-)，男，湖南籍，博士研究生，研究方向為分布式發(fā)電及配電網(wǎng)電力電子技術。

TM41

A

1003-3076(2017)05-0042-09