一種高頻鏈模塊化電力電子變壓器

高范強(qiáng)， 李子欣， 徐 飛， 王 哲， 趙 聰， 王 平， 李耀華

(中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，中國(guó)科學(xué)院電工研究所， 北京 100190)

一種高頻鏈模塊化電力電子變壓器

高范強(qiáng)， 李子欣， 徐 飛， 王 哲， 趙 聰， 王 平， 李耀華

(中國(guó)科學(xué)院電力電子與電氣驅(qū)動(dòng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，中國(guó)科學(xué)院電工研究所， 北京 100190)

電力電子變壓器(PET)包含多級(jí)電能變換環(huán)節(jié)和大量元器件，制約了其效率、功率密度和可靠性的提升?；谀K化多電平矩陣變換器(M3C)的應(yīng)用，本文提出一種高頻鏈模塊化PET電路拓?fù)?。采用矩陣變換的方式可減少電能變換環(huán)節(jié)，并且所提拓?fù)淇蓽p少高頻變壓器與子模塊的數(shù)量，具有體積和重量?jī)?yōu)勢(shì)。針對(duì)該P(yáng)ET，分析了其工作特性與控制策略設(shè)計(jì)方法。仿真試驗(yàn)結(jié)果表明了所提拓?fù)浼翱刂品椒ǖ目尚行浴?/p>

電力電子變壓器； 模塊化； 高頻鏈； 矩陣變換器； 軟開(kāi)關(guān)

1 引言

近年來(lái)，隨著可再生能源發(fā)電、儲(chǔ)能技術(shù)和電力電子技術(shù)的發(fā)展，傳統(tǒng)交流配電網(wǎng)接入了大量多元化的分布式電源、儲(chǔ)能和負(fù)荷，包括光伏電池、燃料電池、電動(dòng)汽車和數(shù)據(jù)中心等。這其中很多設(shè)備都需要以直流電進(jìn)行供電，需經(jīng)過(guò)多級(jí)電能形式轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)才能并入傳統(tǒng)交流配電網(wǎng)。當(dāng)前，國(guó)內(nèi)外開(kāi)展的多項(xiàng)研究及技術(shù)實(shí)踐表明，在交流配電網(wǎng)中引入直流配電方式，可減少直流設(shè)備接入電網(wǎng)的中間環(huán)節(jié)，降低接入系統(tǒng)的復(fù)雜程度和成本，提高能源綜合利用效率，并提高供電質(zhì)量[1-6]。

電力電子變壓器(Power Electronic Transformer，PET)，也稱為固態(tài)變壓器(Solid State Transformer，SST)[7,8]，是融合多電平變流技術(shù)和高頻鏈雙向變流技術(shù)等多種現(xiàn)代電力電子技術(shù)和通訊與控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)的一種新型高頻化、智能化的電氣設(shè)備[9,10]。它不但具有傳統(tǒng)變壓器的電壓等級(jí)變換和電氣隔離功能，通常還具有潮流雙向可控的直流端口，可實(shí)現(xiàn)分布式能源、儲(chǔ)能與負(fù)荷靈活接入、電能質(zhì)量治理、裝置自診斷與自保護(hù)等多種功能，在智能電網(wǎng)、交直流混合電網(wǎng)中發(fā)揮著重要的電能控制節(jié)點(diǎn)的作用，可實(shí)現(xiàn)不同電壓等級(jí)的交、直流電網(wǎng)互聯(lián)互濟(jì)，提高電網(wǎng)的柔性調(diào)控能力和可靠性[11]。

電力電子變壓器根據(jù)其所連接的網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)的電氣形式，及其在電網(wǎng)中所處的網(wǎng)絡(luò)層次，需要采用不同的電路拓?fù)?，具備不同的功率變換特性，很難實(shí)現(xiàn)統(tǒng)一標(biāo)準(zhǔn)化設(shè)計(jì)，因而促成了電力電子變壓器多元化的技術(shù)路線。但受到功率開(kāi)關(guān)器件發(fā)展水平的限制，PET仍需通過(guò)電路拓?fù)涞慕M合(串、并聯(lián))來(lái)匹配高電壓和大功率應(yīng)用需求。在中高壓應(yīng)用場(chǎng)合，常見(jiàn)的多電平電路拓?fù)浒?jí)聯(lián)H橋電路[12,13]、模塊化多電平變流器(Modular Multilevel Converter，MMC)[14,15]、中點(diǎn)鉗位型多電平電路(Neutral Point Clamped，NPC)[16]，針對(duì)這三種典型多電平電路，國(guó)內(nèi)外均已開(kāi)展相應(yīng)的PET研究，并研制出多種試驗(yàn)樣機(jī)。美國(guó)北卡萊羅納州立大學(xué)基于級(jí)聯(lián)H橋型拓?fù)湎群笱兄屏巳鶳ET，其研究發(fā)現(xiàn)由于級(jí)聯(lián)H橋型拓?fù)潆娔茏儞Q環(huán)節(jié)(包括AC/DC、DC/AC、DC/DC以及高頻變壓器)過(guò)多而影響了系統(tǒng)運(yùn)行效率，即便優(yōu)化控制使每一級(jí)變換環(huán)節(jié)最大效率均能達(dá)到99%，分析與測(cè)試表明高壓側(cè)與低壓側(cè)間的電能轉(zhuǎn)換效率僅有95.3%[17]。MMC型與NPC型PET拓?fù)湟残枰?jīng)過(guò)同樣的電能變換環(huán)節(jié)，導(dǎo)致其電能轉(zhuǎn)換效率低。另外，文獻(xiàn)[11]指出由于PET機(jī)械結(jié)構(gòu)需要考慮絕緣設(shè)計(jì)需求，子模塊數(shù)量多會(huì)嚴(yán)重影響設(shè)備的體積功率密度，從而制約了其在配電網(wǎng)中的應(yīng)用。

綜上所述，針對(duì)配電網(wǎng)中的直流配電需求，已有PET電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)復(fù)雜、電能變換環(huán)節(jié)多、元器件數(shù)量多，導(dǎo)致PET運(yùn)行效率、可靠性與功率密度低。

本文在已有PET拓?fù)溲芯康幕A(chǔ)上，采用模塊化多電平矩陣變換器(Modular Multilevel Matrix Converter，M3C)設(shè)計(jì)了一種適用于直流配電應(yīng)用的新型PET電路拓?fù)?，可減少電能變換環(huán)節(jié)，減少子模塊及高頻變壓器數(shù)量。本文分析了PET電路拓?fù)涞墓ぷ髟?，提出了控制策略設(shè)計(jì)方法，并進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

2 新型PET電路拓?fù)?/h2>

2.1 主電路拓?fù)?/p>

本文提出一種面向交直流混合配電網(wǎng)應(yīng)用的電力電子變壓器電路拓?fù)?，如圖1所示。該P(yáng)ET電路拓?fù)湓诟邏簜?cè)采用了模塊化多電平矩陣變換器，其a、b、c三相端口接入三相高壓交流電網(wǎng)，x、y端口間產(chǎn)生單相中高頻交流電壓，可直接實(shí)現(xiàn)高壓交流與高頻交流的電能變換。PET的低壓直流功率子單元由諧振回路、高頻變壓器和全橋電路構(gòu)成，可實(shí)現(xiàn)由高頻交流與低壓直流的電能變換。其中，諧振回路包含串聯(lián)諧振電容Cri和串聯(lián)諧振電感Lri(i=1,2,…,m)，串聯(lián)諧振電感可以利用高頻變壓器漏感替代。在圖1所示電路拓?fù)渲?，高壓交流端口與低壓直流端口之間僅需經(jīng)過(guò)AC/AC與AC/DC的電能變換環(huán)節(jié)。

圖1 模塊化高頻鏈PET電路拓?fù)銯ig.1 Topology of PET based on modular converter with high-frequency link

在圖1所示PET低壓直流功率子單元中，由于H橋電路在高頻變壓器次級(jí)，可通過(guò)變壓器降壓來(lái)減少功率半導(dǎo)體器件的電壓應(yīng)力，無(wú)需采用功率子單元輸入側(cè)級(jí)聯(lián)的方式來(lái)滿足高電壓接入的需求。這樣一方面可大幅減少隔離功率單元的數(shù)量，即減少高頻變壓器與電力電子開(kāi)關(guān)器件數(shù)量，提高裝置功率密度和經(jīng)濟(jì)性；另一方面，通過(guò)將多個(gè)低壓直流功率子單元的輸入側(cè)連接到M3C的x、y端的高頻交流母線上，可實(shí)現(xiàn)PET的低壓側(cè)端口的容量或端口數(shù)量的擴(kuò)展性。

2.2 主電路等效電路分析

本文中的PET由模塊化多電平矩陣變換器和低壓直流功率子單元共同構(gòu)成，下面對(duì)主電路中的M3C和低壓功率子單元建立等效電路并進(jìn)行分析。

(1)M3C等效電路分析

M3C的等效電路如圖2所示。其中，Larm為M3C的橋臂等效電感；eg為交流側(cè)電網(wǎng)電壓， M3C的六個(gè)橋臂單元均可等效為包含工頻與高頻交流分量的理想電壓源；ukU與ikU(k=a,b,c)分別為三相上橋臂電壓和電流，ukL與ikL分別為三相下橋臂電壓，各橋臂電流方向如箭頭所示；vh為xy側(cè)高頻電壓，O點(diǎn)為xy側(cè)電壓中點(diǎn)。設(shè)三相高壓側(cè)中性點(diǎn)n為電壓參考點(diǎn)，根據(jù)基爾霍夫電壓定律列寫(xiě)電壓方程有：

(1)

式中，k=a, b, c。

圖2 M3C等效電路圖Fig.2 Equivalent circuit of M3C

假設(shè)xy側(cè)輸出電壓參考值vh_ref電壓對(duì)稱，則有：

(2)

通常橋臂電感Larm上的壓降較小，可以忽略，從而各橋臂的參考電壓可以表示為：

(3)

由于各橋臂參考電壓中全是交流分量，因而M3C中各橋臂子模塊均采用全橋結(jié)構(gòu)，可以輸出“+”、“-”和“0”三種電平，即每個(gè)子模塊輸出電壓可以表示為：

usm_i=SiUsm_ref

(4)

式中，Si為模塊的調(diào)制信號(hào)，Si=1，0，-1；Usm_ref表示模塊電壓參考值。由此可得到橋臂單元參考電壓的表達(dá)式(以a相上橋臂為例)：

(5)

式中，N為橋臂單元中串聯(lián)子模塊數(shù)量。則uaU_ref可表示的電壓范圍為[-NUsm_ref，NUsm_ref]。

由式(3)和式(5)可知，各橋臂單元中包含子模塊數(shù)量N至少應(yīng)為：

(6)

以PET高壓側(cè)接入三相10kV交流電網(wǎng)的典型應(yīng)用場(chǎng)景為依據(jù)，為了分析和比較本文PET中各橋臂單元所需子模塊數(shù)量，采用與文獻(xiàn)[15]中的MMC-PET相同標(biāo)稱電壓等級(jí)的功率開(kāi)關(guān)器件，即高壓側(cè)采用3300V的IGBT器件，其額定工作電壓設(shè)定為1600V。

由式(6)可知， PET高壓交流側(cè)的M3C中，各橋臂串聯(lián)模塊個(gè)數(shù)取決于高壓交流電壓與高頻交流電壓的幅值， 假設(shè)xy側(cè)高頻電壓幅值為3.2kV，則不考慮冗余模塊的前提下，M3C每橋臂串聯(lián)模塊數(shù)需要7個(gè)子模塊。相比于文獻(xiàn)[15]中MMC-PET各橋臂至少需要10個(gè)子模塊，減少了30%子模塊數(shù)量。

(2)M3C橋臂能量分析

由于M3C各橋臂參數(shù)完全相等，具有對(duì)稱性，可認(rèn)為高頻電流ih在三相電路中均分，交流側(cè)電流iga、igb、igc在上下橋臂中均分，則M3C各橋臂中的電流可表示為：

(7)

式中，下標(biāo)cir表示環(huán)流。對(duì)于M3C各橋臂而言，橋臂內(nèi)部各子模塊電容電壓的一致性可通過(guò)均壓控制算法來(lái)實(shí)現(xiàn)，橋臂環(huán)流可通過(guò)環(huán)流抑制算法進(jìn)行抑制。為了分析各橋臂電壓的可控性和穩(wěn)定性，假設(shè)橋臂中各子模塊電容電壓一致，且各橋臂環(huán)流為0。

假設(shè)M3C的xy輸出側(cè)高頻交流電壓和電流分別表示為：

(8)

式中，ih電流方向以xy側(cè)流入M3C為正，則xy側(cè)有功功率為：

Pxy=VhIhcos(α-β)/2

(9)

三相電網(wǎng)側(cè)電壓和電流分別表示為：

(10)

(11)

電網(wǎng)電流方向以圖2中箭頭方向?yàn)檎?，則由M3C流入三相電網(wǎng)的有功功率可以表示為：

(12)

由三相電網(wǎng)側(cè)與xy輸出側(cè)功率平衡可知，即Pxy=Pac，有：

3UgIgcos(φ)/2=VhIhcos(α-β)/2

(13)

以aU橋臂為例，橋臂電壓uaU用其參考值uaU_ref代替，聯(lián)立式(3)和式(7)可得，橋臂瞬時(shí)有功功率為：

(14)

式中，下括號(hào)標(biāo)注dc和ac分別表示橋臂瞬時(shí)有功功率值的直流分量和交流分量。由于ω≠ωh，根據(jù)式(14)可得，橋臂瞬時(shí)有功功率Pau_i的直流分量為零，即在M3C的三相工頻側(cè)與單相高頻側(cè)能量平衡的前提下，各橋臂能量/電容電壓是可控的。同理可得，M3C的六個(gè)橋臂能量均可控。

另外，由于方波或階梯波電壓可以表示為奇數(shù)次諧波電壓的合成，當(dāng)xy側(cè)電壓vh為高頻方波或階梯波電壓時(shí)，也可實(shí)現(xiàn)各橋臂能量/電容電壓可控。

(2)低壓側(cè)電路串聯(lián)諧振電路分析

由圖2中M3C等效電路可得，xy輸出側(cè)高頻電壓vh可以表示為：

(15)

橋臂電壓ukU和ukL均由其參考值代替，代入式(3)和式(7)，可得：

(16)

由戴維南等效定理，M3C的xy側(cè)電路可等效為一個(gè)電壓為vh_ref、輸出感抗為2Larm/3的電壓源。圖 1中，當(dāng)M3C的xy側(cè)接入一級(jí)低壓直流功率子單元時(shí)，其等效電路如圖 3所示。其中Lres=2Larm/3+Lr≈2Larm/3，Cres=Cr，Lres和Cres構(gòu)成等效串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率fres可表示為：

(17)

圖3 PET高頻鏈環(huán)節(jié)等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit of high-frequency link in PET

由圖3可知，將低壓功率子單元中H橋電路輸出電壓vsq_L與M3C的xy側(cè)電壓參考值vh_ref設(shè)置為同頻同相的方波電壓，頻率為諧振頻率fres，則由M3C與低壓直流功率子單元構(gòu)成的高頻鏈電路可運(yùn)行在串聯(lián)諧振方式下，從而H橋電路中的開(kāi)關(guān)器件可運(yùn)行在零電流開(kāi)關(guān)方式，降低了電路開(kāi)關(guān)損耗。

3 控制策略

3.1 主要參數(shù)

為便于討論，本文以PET高壓側(cè)接入三相10kV交流電網(wǎng)，低壓側(cè)接入750V直流電網(wǎng)的典型應(yīng)用場(chǎng)景為設(shè)計(jì)依據(jù)，結(jié)合1MV·A額定容量來(lái)設(shè)計(jì)PET的參數(shù)。PET主要參數(shù)見(jiàn)表1。

3.2 高壓側(cè)M3C的控制策略

根據(jù)M3C電路數(shù)學(xué)模型分析，在高壓側(cè)與高頻xy側(cè)能量均衡的前提下，各橋臂能量是可控的。另一方面，M3C的高壓側(cè)連接到三相交流電網(wǎng)，其并網(wǎng)模式與MMC類似。因此，本文采用基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制策略，其控制框圖如圖4所示。

表 1 電力電子變壓器參數(shù)

圖4 PET控制框圖Fig.4 Control diagram of PET

此外，與MMC運(yùn)行方式不同，M3C在本文PET中需要在xy側(cè)產(chǎn)生一個(gè)高頻方波電壓。由式(3)可知，各橋臂參考電壓是由三相交流側(cè)參考電壓與高頻側(cè)參考電壓vh_ref合成得來(lái)。為了易于實(shí)現(xiàn)橋臂內(nèi)子模塊電容電壓均衡，同時(shí)避免單個(gè)模塊開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高，本文采用文獻(xiàn)[18]中的均壓控制算法，可有效調(diào)節(jié)每個(gè)開(kāi)關(guān)周期的模塊輪換數(shù)量，從而降低開(kāi)關(guān)頻率。

3.3 低壓側(cè)直流功率子單元的控制策略

直流功率子單元中的H橋采用開(kāi)環(huán)控制的方式，在其輸出側(cè)產(chǎn)生與M3C的xy側(cè)同頻同相的方波電壓，即H橋中IGBT采用雙極性調(diào)制方式，本文中開(kāi)關(guān)頻率設(shè)置為1kHz。在H橋與M3C的串聯(lián)連接電路中，電容Cr與M3C中橋臂電感處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，使得H橋中IGBT處于零電流開(kāi)關(guān)狀態(tài)，可有效降低系統(tǒng)損耗。

4 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提PET的電路拓?fù)浼翱刂撇呗?，采用?1中參數(shù)開(kāi)展了離線仿真試驗(yàn)。其中，PET的三相高壓交流側(cè)接入10kV電網(wǎng)，低壓直流側(cè)接入電阻性負(fù)載，仿真環(huán)境為PSIM9.0。仿真中，在0.06s時(shí)刻投入負(fù)載。

圖5為PET高壓側(cè)的M3C中aU與aL橋臂輸出電壓及aL橋臂電流波形。可以看出，橋臂輸出電壓與橋臂電流中直流量成分較少，主要是工頻交流成分與高頻電壓成分。其余各相橋臂均具有相同特征。

圖5 M3C中aL橋臂電流與aU、aL橋臂輸出電壓波形Fig.5 Waveforms of aL arm current and aU, aL arm output voltage of M3C

圖6為PET高頻變壓器原邊、副邊的電壓和電流波形。如前文分析，M3C的xy側(cè)與低壓側(cè)H橋電路產(chǎn)生同頻同相的方波電壓，從波形中看，H橋電路中開(kāi)關(guān)器件實(shí)現(xiàn)了零電流開(kāi)關(guān)狀態(tài)，因此可有效地降低IGBT的開(kāi)關(guān)損耗，提高PET運(yùn)行效率。

圖6 高頻變壓器原邊、副邊電壓與電流波形Fig.6 Voltage and current in primary and secondary sides of high frequency transformer

本文中針對(duì)PET的控制可采用兩種控制模式，區(qū)別在于外環(huán)控制策略。分別針對(duì)兩種控制策略進(jìn)行了仿真，仿真結(jié)果分別如圖7和圖8所示。圖7為控制模式1時(shí)的M3C各橋臂平均電壓與低壓直流電壓波形，由于對(duì)橋臂電壓和進(jìn)行閉環(huán)控制，可以看出M3C中各子模塊電壓穩(wěn)定在1600V附近，但是在突加負(fù)荷之后，低壓直流母線電壓跌落并保持在大約710V。圖8為控制模式2時(shí)的M3C各橋臂平均電壓與低壓直流電壓波形，通過(guò)對(duì)低壓直流母線電壓進(jìn)行反饋控制，可以看出突加負(fù)載后，低壓直流母線電壓在跌落到710V后的20ms內(nèi)即恢復(fù)到750V；但是在直流母線電壓動(dòng)態(tài)恢復(fù)過(guò)程中，M3C各子模塊電壓也升高至1660V附近。

圖7 控制模式1時(shí)M3C各橋臂平均電壓與低壓直流電壓Fig.7 Average voltages of each arm in M3C and DC voltage in LV side with control mod-1

圖8 控制模式2時(shí)M3C各橋臂平均電壓與低壓直流電壓Fig.8 Average voltages of each arm in M3C and DC voltage in LV side with control mod-2

圖9～圖11為采用控制模式2時(shí)，PET的高壓交流端口與低壓直流端口的電壓、電流波形。從三相交流電壓與電流波形可以看出，在突加1MW負(fù)載情況下，PET高壓側(cè)的三相電網(wǎng)電流響應(yīng)時(shí)間小于40ms，并且電網(wǎng)電流波形質(zhì)量較好。圖10和圖11均為PET低壓直流側(cè)的電壓和電流波形，可以看出，低壓直流電壓響應(yīng)時(shí)間小于20ms，動(dòng)態(tài)特性較好。低壓直流側(cè)電壓和電流均包含2kHz頻率的交流分量，其頻率為高頻鏈諧振頻率的2倍，電壓高頻波動(dòng)范圍小于6V，波動(dòng)質(zhì)量較好。

圖9 PET三相交流側(cè)電壓與電流波形Fig.9 Three phase AC voltages and currents of PET

圖10 PET低壓側(cè)輸出電壓與電流波形Fig.10 Output voltages and currents in LV side of PET

圖11 PET低壓側(cè)輸出電壓與電流局部放大波形Fig.11 Local enlarged waveform of output voltages and currents in LV side of PET

5 結(jié)論

針對(duì)10kV交流/750V直流應(yīng)用的電力電子變壓器，本文對(duì)電路拓?fù)鋬?yōu)化設(shè)計(jì)進(jìn)行了研究，給出了一種利用模塊化多電平矩陣變換器來(lái)減少電能變換環(huán)節(jié)的PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，分析了其主要控制特性以及控制方法。通過(guò)對(duì)比分析可知，所提出的PET電路拓?fù)溥€可減少子模塊與高頻變壓器數(shù)量，與已有PET相比可具有體積重量?jī)?yōu)勢(shì)。在接入1MW阻性負(fù)荷的工況下，仿真驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)PET電路拓?fù)浜涂刂撇呗缘恼_性與有效性。

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Power electronic transformer based on modular converter with high-frequency link

GAO Fan-qiang， LI Zi-xin， XU Fei， WANG Zhe， ZHAO Cong， WANG Ping， LI Yao-hua

(Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive, Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)

Power electronic transformer includes a plurality of power conversion links and a large number of components, which limits its efficiency, power density and reliability improvement. Based on the application of modular multilevel matrix converter, a novel PET topology based on modular converter with high-frequency link is proposed in this paper. The energy conversion process can be reduced by using the matrix transformation. What is more, the proposed topology can also reduce the number of high-frequency transformers and sub-modules, with the advantages of volume and weight. According to the PET, the operation characteristics and control strategy design method are analyzed. Simulation results show the feasibility of the proposed topology and control method.

power electronic transformer; modular; high-frequency link; matrix converter; soft switching

2017-03-23

高范強(qiáng)(1984-), 男, 湖北籍, 副研究員, 博士, 研究方向?yàn)榇蠊β孰娏﹄娮蛹夹g(shù)； 李子欣(1981-), 男, 河北籍, 研究員, 博士, 研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞飨到y(tǒng)及其在電網(wǎng)中的應(yīng)用。

TM41

A

1003-3076(2017)05-0051-08