一種MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)的低頻控制方法

王 蕊，曹 磊，胡鵬飛，郭云濤

(1.東南大學(xué)，南京 210096；2.南京匯潔能電力電子技術(shù)有限公司，南京210000)

0 引 言

模塊化多電平換流器(以下簡(jiǎn)稱MMC)由于其高度模塊化、易拓展和輸出性能好的特點(diǎn)，得到了科技工作者和學(xué)者們的廣泛關(guān)注，其應(yīng)用領(lǐng)域也日益廣泛，如基于背靠背結(jié)構(gòu)的輕型直流輸電[1]、電能綜合治理補(bǔ)償裝置[2]、光伏并網(wǎng)逆變器[3]、電機(jī)驅(qū)動(dòng)[4]和變頻調(diào)速[5-6]等。一方面，MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)決定了它可以拓展到高電壓等級(jí)；另一方面，在高壓大功率傳動(dòng)領(lǐng)域，高壓大功率電動(dòng)機(jī)的控制亟需合理的控制方法，以實(shí)現(xiàn)其高效節(jié)能的運(yùn)行。因此，將MMC用于電機(jī)拖動(dòng)是一項(xiàng)突破性進(jìn)展，具有十分重要的科學(xué)研究和工業(yè)應(yīng)用價(jià)值。

MMC應(yīng)用于高壓電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)有諸多優(yōu)勢(shì)：(1)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面：各個(gè)子模塊結(jié)構(gòu)相同，可方便地?cái)U(kuò)展到高電壓等級(jí)；便于冗余設(shè)計(jì)。(2)功能方面：交-直-交的結(jié)構(gòu)和IGBT的全控性，可驅(qū)動(dòng)電機(jī)再生制動(dòng)，能夠?qū)崿F(xiàn)能量雙向流動(dòng)。(3)輸出波形方面：輸出電壓的電平數(shù)多，諧波含量少，可降低整個(gè)系統(tǒng)中諧波損耗和器件應(yīng)力；同時(shí)du/dt減小，可以減少對(duì)電機(jī)的絕緣損壞。

但是MMC電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)在實(shí)際應(yīng)用中卻面臨著一些問(wèn)題。電機(jī)有兩類典型負(fù)載:風(fēng)機(jī)、泵類負(fù)載和恒轉(zhuǎn)矩負(fù)載。在電機(jī)帶恒轉(zhuǎn)矩負(fù)載的調(diào)速過(guò)程中，當(dāng)電機(jī)工作頻率較低，或者電機(jī)剛剛起動(dòng)時(shí)，會(huì)出現(xiàn)低頻問(wèn)題，如電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩過(guò)大，起動(dòng)電流過(guò)大，子模塊電容電壓的波動(dòng)較大[7]，而導(dǎo)致MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)無(wú)法正常運(yùn)行。因此，MMC用于高壓電機(jī)調(diào)速的關(guān)鍵難點(diǎn)在于低頻運(yùn)行工況。

1 MMC拓?fù)浜碗姍C(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)

MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。每一個(gè)功率單元子模塊(sub-module，SM)均指半橋結(jié)構(gòu)，如圖2所示。

如圖1所示，MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)主要由3部分構(gòu)成：網(wǎng)側(cè)變換器MMC1、公共直流母線和機(jī)側(cè)變換器MMC2，整體上構(gòu)成了交流-直流-交流的結(jié)構(gòu)。網(wǎng)側(cè)MMC1將電網(wǎng)側(cè)的交流電整流成直流電壓Udc，通過(guò)控制網(wǎng)側(cè)MMC1可以使電網(wǎng)側(cè)的電壓和電流同相位，從而實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)單位功率因數(shù)運(yùn)行。機(jī)側(cè)MMC2將直流電壓Udc逆變成電機(jī)側(cè)的交流電壓，電機(jī)側(cè)MMC2相當(dāng)于一個(gè)幅值和頻率可變的交流電壓源來(lái)驅(qū)動(dòng)電機(jī)，通過(guò)控制MMC2即可以實(shí)現(xiàn)電機(jī)的變頻調(diào)速。

圖1 MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 功率單元子模塊SM

MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)中，調(diào)制策略采用的是載波移相正弦調(diào)制方法(CPS-SPWM)[1]，子模塊電容電壓平衡的控制策略采用的是能量均分控制和電壓均衡控制相結(jié)合的分層控制[8]。電機(jī)調(diào)速采用恒壓頻比的控制方式，即V/f控制。

2 模塊電容電壓均衡控制

MMC穩(wěn)定工作的前提是子模塊直流電容電壓的穩(wěn)定，常用的MMC子模塊電容電壓均衡控制有兩類，分別是排序充放電均壓控制和能量分層均壓控制。本文采用的是能量均分控制和電壓均衡控制相結(jié)合的能量分層均壓控制方法。能量分層控制的具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程已在諸多文獻(xiàn)[2,9]中詳述，本文只簡(jiǎn)單介紹。

(1)外層控制為橋臂能量均分控制，是為了保證總能量在三相之間均分，力使三相的MMC橋臂的子模塊電容電壓值無(wú)差別。具體實(shí)現(xiàn)由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成，如圖3所示。

圖3 能量均分控制原理框圖

圖3中：

(1)

式中：ucxj為相單元x(x=u，v，w)中第j(j=1～N)個(gè)子模塊的電容電壓；N為橋臂的子模塊個(gè)數(shù)。

(2)

(3)

式中：K1x為電壓外環(huán)PI控制器的比例系數(shù)；K2x為電壓外環(huán)PI控制器的積分系數(shù)；K3x為電流內(nèi)環(huán)PI控制器的比例系數(shù)；K4x為電流內(nèi)環(huán)PI控制器的積分系數(shù)。

(2)內(nèi)層控制為電壓均衡控制，是為了保證每一相的能量在該相不同的MMC子模塊之間的均分，力使每一相的MMC子模塊的子模塊電容電壓值無(wú)差別。實(shí)現(xiàn)過(guò)程如圖4所示。

圖4 電壓均衡控制原理框圖

上、下橋臂的均壓控制可用公式表示如下。

上橋臂：

(4)

下橋臂：

(5)

式中：K5x為PI控制器的比例系數(shù)。

最后，通過(guò)式(1)、式(2)兩層控制的結(jié)合，即可控制整個(gè)MMC中所有子模塊電容電壓值幾乎相等。

將以上外層和內(nèi)層產(chǎn)生的均壓校正量都加入到每個(gè)MMC子模塊的調(diào)制波中，如圖5所示。

圖5 每個(gè)子模塊的調(diào)制波

上橋臂子模塊：

(6)

下橋臂子模塊：

(7)

3 低頻運(yùn)行控制策略

3.1 低頻控制原理

MMC用于高壓電機(jī)拖動(dòng)，通常會(huì)接兩種負(fù)載：風(fēng)機(jī)、泵類負(fù)載和恒轉(zhuǎn)矩負(fù)載。當(dāng)MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)接風(fēng)機(jī)、泵類負(fù)載時(shí)，這類負(fù)載的轉(zhuǎn)矩是轉(zhuǎn)速的平方，當(dāng)轉(zhuǎn)速降低時(shí)，電流比轉(zhuǎn)速減小更快，子模塊電容電壓波動(dòng)范圍變小；當(dāng)MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)接恒轉(zhuǎn)矩負(fù)載時(shí)，當(dāng)電機(jī)運(yùn)行于較低轉(zhuǎn)速時(shí)，子模塊電容電壓的波動(dòng)幅度會(huì)較大，尤其在電機(jī)剛起動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)速由零開(kāi)始上升，負(fù)載轉(zhuǎn)矩一直不變，子模塊電容電壓波動(dòng)十分劇烈。

由子模塊電容電壓的波動(dòng)規(guī)律[10]可知，影響子模塊電容電壓波動(dòng)的主要因素是輸出電流的幅值和頻率。為了抑制電機(jī)低頻運(yùn)行時(shí)子模塊電容電壓波動(dòng)過(guò)大，可以從這兩個(gè)方面著手，于是有兩類方法：一類是減小輸出電流的幅值；另一類是增大輸出電流的頻率。減小輸出電流幅值可通過(guò)降額運(yùn)行[11-12]，增大輸出電流頻率可通過(guò)高頻分量注入，比如在橋臂電壓和橋臂電流中分別注入高頻零序電壓和高頻零序電流等。此外，還有一些非主流的低頻控制方法，如文獻(xiàn)[13]提出了基于“功率通道”的新型低頻脈動(dòng)抑制方法，但是此方法需要構(gòu)造“隔離型雙向變換器”的電路結(jié)構(gòu)，大大增加了元器件個(gè)數(shù)，提高了裝置成本。

當(dāng)前已有的MMC低頻運(yùn)行大多采用第二類，即注入高頻零序電壓和高頻零序電流的方式，已有部分文獻(xiàn)發(fā)表。文獻(xiàn)[13]中提到注入正弦波疊加3次諧波或方波，以提高注入分量的基波利用率，進(jìn)而降低橋臂電流的幅值。文獻(xiàn)[14]通過(guò)實(shí)驗(yàn)表明，在幅值相同的情況下，與疊加正弦波相比，疊加方波可將共模電壓和相間環(huán)流的有效值提高1.414倍。文獻(xiàn)[15]通過(guò)注入高頻零序電壓和高頻環(huán)流的方式來(lái)增加子模塊電容電壓的波動(dòng)頻率，進(jìn)而抑制電容電壓波動(dòng)幅度，但是實(shí)現(xiàn)過(guò)程比較復(fù)雜。文獻(xiàn)[16]通過(guò)瞬時(shí)功率思想得出所需高頻環(huán)流，但并沒(méi)有具體說(shuō)明高頻的頻率選擇辦法，應(yīng)用性不強(qiáng)。而本文所提方法思路清晰，推理步驟清晰，簡(jiǎn)明高效。

本文按照如圖6所示思路來(lái)推導(dǎo)。

圖6 高頻零序電壓和環(huán)流推導(dǎo)思路

為了提高M(jìn)MC子模塊電容電壓的波動(dòng)頻率，可以在MMC輸出相電壓中注入高頻零序電壓u0，而在MMC每一相的橋臂電流中注入高頻環(huán)流ipcx(x=u，v，w)。注入時(shí)必須滿足：相電壓中注入的高頻零序電壓不能影響MMC輸出的線電壓大小，橋臂電流中注入的高頻環(huán)流未能在三相內(nèi)部流動(dòng)，不能影響負(fù)載電流。

對(duì)于U相，子模塊電容電壓滿足:

式(8)中：

(10)

(11)

式(9)中：

(12)

(13)

當(dāng)ppcm中僅含高頻分量時(shí):

(14)

從而可得:

(15)

當(dāng)ppdm中僅含高頻分量時(shí):

(16)

從而可得:

(17)

由于u0存在過(guò)零點(diǎn)，不能直接被除。因此要對(duì)式(16)中的u0·ipcu積化和差，然后消去低頻。

設(shè)疊加的高頻零序電壓:

u0=U0msin(ω0t)

(18)

則:

(19)

環(huán)流中含有的頻率分量：ω0±ωs，ω0±3ωs。此時(shí):

由式(20)，MMC子模塊電容電壓ucpu所含頻率分量有ω0±ωs，ω0±2ωs，ω0±3ωs，ω0±4ωs，2ω0±ωs，2ω0±3ωs。選取ω0時(shí)，要注意:

ω0≥5ωs

(21)

這樣可確保MMC子模塊電容電壓波動(dòng)頻率大于等于ωs。為抑制MMC子模塊電容電壓低頻脈動(dòng)，需要在3個(gè)相單元中注入高頻環(huán)流:

(22)

三式相加得:

(23)

由式(23)知，三相電流之和不含直流量，因此所注入高頻環(huán)流不會(huì)影響負(fù)載電流，也不會(huì)影響直流母線電壓。

3.2 低頻控制環(huán)節(jié)的具體實(shí)現(xiàn)

低頻控制的具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程首先需要考慮注入的高頻零序電壓的幅值大小，由式(22)可以得出結(jié)論：注入環(huán)流的大小與注入的高頻零序電壓幅值成反比，即注入的高頻零序電壓越小，與之對(duì)應(yīng)的環(huán)流注入就越大。而環(huán)流增大會(huì)導(dǎo)致MMC開(kāi)關(guān)器件電流應(yīng)力增大、安全裕量不足，還會(huì)增加系統(tǒng)損耗?；诖丝紤]，需要使環(huán)流注入盡可能小，則對(duì)應(yīng)的高頻零序電壓幅值應(yīng)該盡可能大。當(dāng)正弦脈寬調(diào)制(SPWM)時(shí)，輸出相電壓的幅值:

(24)

式中:m2為電機(jī)側(cè)MMC2的調(diào)制比；又因?yàn)?≤m2≤1，所以可得零序電壓幅值U0m最大值:

(25)

再考慮到部分裕量，零序電壓幅值U0m:

(26)

將臨界頻率定為30 Hz，又ω0≥5ωs，因此取ω0=300π rad/s。引入ctrl信號(hào)作為電機(jī)低頻的標(biāo)志位信號(hào)。當(dāng)電機(jī)實(shí)際工作頻率fs小于臨界頻率30 Hz時(shí)，標(biāo)志位ctrl置1，即為低頻模式，如圖7所示，此時(shí)后續(xù)要疊加注入高頻分量的低頻控制環(huán)節(jié)。

圖7低頻模式圖

由式(26)得到零序電壓幅值U0m，乘以高頻正弦量sin(ω0t)即為零序電壓瞬時(shí)值u0，當(dāng)標(biāo)志位ctrl=1時(shí)，將u0疊加到MMC輸出電壓指令uxref中，其原理框圖如圖8所示。

圖8 結(jié)合低頻控制的MMC輸出電壓指令

由式(22)的高頻環(huán)流公式，結(jié)合低頻控制的高頻環(huán)流生成過(guò)程如圖9所示。當(dāng)標(biāo)志位ctrl=1時(shí)，將此高頻環(huán)流疊加到MMC環(huán)流指令中，如圖10所示。

圖9 結(jié)合低頻控制的高頻環(huán)流生成

圖10 結(jié)合低頻控制的能量均分控制

4 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)的低頻運(yùn)行策略，借助于電磁暫態(tài)仿真軟件PSCAD，搭建了MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)仿真模型。仿真模型的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，仿真參數(shù)如表1所示，電機(jī)的其他相關(guān)參數(shù)如表2所示。

表1 仿真參數(shù)

表2 電機(jī)參數(shù)

一般工況下電機(jī)的起動(dòng)過(guò)程如圖11所示，即沒(méi)有采用低頻控制策略時(shí)的上、下橋臂子模塊電容電壓波形。此時(shí)MMC子模塊電容電壓波動(dòng)幅值約40 V，波動(dòng)值是正常電壓穩(wěn)定值的13.3%，這會(huì)威脅到MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)的正常工作。為了減小此時(shí)的MMC子模塊電容電壓波動(dòng)，迫切需要加入低頻控制策略。此外，可由圖11中選取是否加入低頻控制的臨界頻率。觀察圖11中曲線可知，電機(jī)剛起動(dòng)時(shí)，MMC子模塊電容電壓的波動(dòng)十分劇烈，而在1.2 s之后，MMC子模塊電容電壓基本不再波動(dòng)，因此選定臨界頻率為1.2 s時(shí)對(duì)應(yīng)fs=30 Hz。即當(dāng)電機(jī)工作頻率小于等于30 Hz時(shí)，加入低頻控制環(huán)節(jié)，否則不加入低頻控制環(huán)節(jié)。

圖11 未采用低頻控制策略的電機(jī)起動(dòng)過(guò)程仿真波形

采用低頻控制策略后電機(jī)起動(dòng)過(guò)程中上、下橋臂子模塊電容電壓波形如圖12所示。對(duì)比圖11和圖12可知：未加入低頻控制環(huán)節(jié)時(shí)，MMC子模塊電容電壓波動(dòng)范圍是260～340 V；而加入低頻控制環(huán)節(jié)之后，MMC子模塊電容電壓波動(dòng)范圍是290～310 V，波動(dòng)范圍縮小了75%，說(shuō)明低頻控制策略確實(shí)抑制了MMC子模塊電容電壓的波動(dòng)，為MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)的正常穩(wěn)定工作提供了必要前提。由此可見(jiàn)，本文的注入高頻零序電壓和高頻零序電流的低頻控制方法有效。

圖12 采用正弦波法的電機(jī)起動(dòng)過(guò)程仿真波形

5 結(jié) 語(yǔ)

MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)在接恒轉(zhuǎn)矩負(fù)載運(yùn)行時(shí)，低頻時(shí)子模塊電容電壓波動(dòng)過(guò)大會(huì)直接威脅系統(tǒng)的穩(wěn)定性。本文的低頻控制方式先設(shè)定相電壓和低頻時(shí)的高頻共模電壓疊加量，從中得到開(kāi)關(guān)函數(shù)，再設(shè)定輸出相電流和高頻環(huán)流疊加量，得到橋臂電流，最后將開(kāi)關(guān)函數(shù)和橋臂電流相乘，得到子模塊電容電流，即得到子模塊電容電壓的導(dǎo)數(shù)。通過(guò)子模塊電容電壓中不含低頻分量，可得到方程，求解即可得出所需疊加的高頻電壓和高頻電流。仿真驗(yàn)證了本文所提MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)低頻控制方式的正確性和有效性。MMC電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)的低頻控制方法解決了MMC高壓電機(jī)交流調(diào)速中的低頻運(yùn)行問(wèn)題，有利于高壓電機(jī)拖動(dòng)系統(tǒng)領(lǐng)域的技術(shù)發(fā)展和應(yīng)用推廣。

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