模塊化多電平變換器環(huán)流及電容電壓的穩(wěn)態(tài)解析表達(dá)式

陳耀軍 劉 幸 賴(lài)向東 秦振杰

（空軍預(yù)警學(xué)院黃陂士官學(xué)校，武漢 430345）

模塊化多電平變換器環(huán)流及電容電壓的穩(wěn)態(tài)解析表達(dá)式

陳耀軍 劉 幸 賴(lài)向東 秦振杰

（空軍預(yù)警學(xué)院黃陂士官學(xué)校，武漢 430345）

環(huán)流諧波及電容電壓波動(dòng)是模塊化多電平變換器（MMC）的一個(gè)重要研究課題。本文通過(guò)一個(gè)MMC的等效模型推導(dǎo)出了由輸出電流引起的環(huán)流諧波及電容電壓波動(dòng)的解析表達(dá)式，指出環(huán)流諧波本質(zhì)上是存在于系統(tǒng)直流側(cè)的諧波電壓引起的激勵(lì)，分析了環(huán)流諧波相生的原理。根據(jù)表達(dá)式，分析了系統(tǒng)參數(shù)對(duì)環(huán)流諧波的影響，得出結(jié)論，即環(huán)流諧波幅值隨系統(tǒng)頻率等參數(shù)的變化呈諧振特性。最后通過(guò)仿真研究證實(shí)了所提表達(dá)式的正確性。

模塊化多電平變換器；環(huán)流諧波；電容電壓波動(dòng)；解析表達(dá)式

在2003年的一次國(guó)際會(huì)議上，Lesnicar A和Marquardt R首次提出了模塊化多電平變換器（MMC）的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理[1]。圖1所示為其三相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，其由6個(gè)橋臂組成，每個(gè)橋臂由N個(gè)模塊和一個(gè)電感組成，模塊是一個(gè)半橋式結(jié)構(gòu)。由于這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有模塊化特點(diǎn)，電壓擴(kuò)展十分方便，十分適合在中高壓應(yīng)用，因而其一經(jīng)提出，便引起了業(yè)界人士廣泛的關(guān)注[2-3]。

MMC一個(gè)重要特點(diǎn)是存在著相間環(huán)流，環(huán)流存在直流分量和交流分量，直流分量用于調(diào)節(jié)模塊電容的能量，而交流成分則是能量變換過(guò)程中的伴隨產(chǎn)物，其會(huì)增大系統(tǒng)損耗和開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力。與此同時(shí)，模塊電容電壓也存在著波動(dòng)。因此，研究MMC環(huán)流諧波及電容電壓波動(dòng)的成因及影響因素，是MMC研究的一個(gè)重要課題。

文獻(xiàn)[4]分析了環(huán)流的特點(diǎn)，但沒(méi)有研究其成因。文獻(xiàn)[5]通過(guò)求解系統(tǒng)變量之間的非線(xiàn)性微分方程，系統(tǒng)全面深入地分析了橋臂電流的諧波內(nèi)容及表達(dá)式，從其表達(dá)式可以看出，環(huán)流諧波間互為包含，要得到最終表達(dá)式還需根據(jù)具體情況進(jìn)一步推導(dǎo)。文獻(xiàn)[6]從功率流動(dòng)的方法得出模塊電容電壓波動(dòng)的表達(dá)式，但該表達(dá)式和電容電壓相關(guān)，沒(méi)有得出一般性的解。文獻(xiàn)[7-8]通過(guò)忽略環(huán)流諧波的方法得出了電容波動(dòng)表達(dá)式，不具有一般性。

圖1 模塊化多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文作者在文獻(xiàn)[9-11]中提出了MMC的一個(gè)等效模型。該模型精確、直觀(guān)地反應(yīng)出了MMC變量之間的相互關(guān)系。根據(jù)該模型，本文推導(dǎo)出了環(huán)流及電容電壓的解析表達(dá)式，該表達(dá)式只與輸出電流、調(diào)制函數(shù)以及系統(tǒng)參數(shù)有關(guān)，從而具有一般性，根據(jù)得到的環(huán)流諧波表達(dá)式分析了系統(tǒng)參數(shù)對(duì)諧波幅值的影響，最后通過(guò)仿真證實(shí)了推導(dǎo)的表達(dá)式的正確性。

1 環(huán)流諧波表達(dá)式

1.1 MMC等效模型

若忽略載波的影響，并且假設(shè)上下橋臂是對(duì)稱(chēng)的，則文獻(xiàn)[9]推導(dǎo)出了MMC的系統(tǒng)狀態(tài)方程，以u(píng)相為例，現(xiàn)直接引用如下：

根據(jù)式（1），文獻(xiàn)[9]給出了系統(tǒng)的u相等效模型，如圖2所示。

圖2 系統(tǒng)u相等效模型

1.2 環(huán)流諧波表達(dá)式

顯然，圖2中直流回路的電流即為系統(tǒng)環(huán)流。從圖2中可以看出，環(huán)流的直流成分用于給輸出提供有功功率，若輸入直流電源不變，則影響環(huán)流諧波的因素有兩個(gè)：①負(fù)載電流通過(guò)逆變器T1的調(diào)制作用；②是電容電壓vac通過(guò)網(wǎng)絡(luò)T2的調(diào)制作用。為討論由輸出電流引起的環(huán)流諧波，不防假設(shè)環(huán)流諧波已被抑制，此時(shí)環(huán)流中只有直流成分，從T1的輸入輸出關(guān)系中可以發(fā)現(xiàn)，由于輸出電流iu通過(guò)T1的調(diào)制作用，使得T1初級(jí)電流iT11由直流和二次諧波組成，顯然其中的直流成分和環(huán)流直流相同，而諧波成分會(huì)在電容Cdc中產(chǎn)生二次諧波電壓。與此同時(shí)，直流環(huán)流通過(guò)T2會(huì)向Cac注入一個(gè)基波電流，該電流和負(fù)載電流iu一起，在Cac中產(chǎn)生基波電壓，該基波電壓通過(guò)T2的作用，會(huì)在直流回路中產(chǎn)生一直流和一二次諧波電壓。由此可見(jiàn)，此時(shí)（環(huán)流諧波被抑制）直流回路中會(huì)存在由輸出電流引起的兩個(gè)二次諧波電壓，若把這兩個(gè)諧波電壓合并，則可由式（2）確定[10]。顯然，如果去掉環(huán)流抑制的措施，這個(gè)二次諧波電壓就會(huì)通過(guò)電路間的相互作用產(chǎn)生諧波環(huán)流。這一環(huán)流產(chǎn)生的過(guò)程可以通過(guò)圖3進(jìn)行說(shuō)明。圖中：

式中，

Z(n,n+2)、Z(n,n)和Z(n,n-2)分別被定義為n次諧波環(huán)流通過(guò)電容Cac的反饋?zhàn)饔迷谥绷鱾?cè)生成的n+2次、n次和n-2次諧波電壓的阻抗，其表達(dá)了環(huán)流和電容Cac電壓vac之間的相互影響，其表達(dá)式如式（3）至式（5）所示[9-10]，Y(n)為直流回路n次諧波導(dǎo)納，如式（6）所示。環(huán)流的n次諧波，會(huì)在電容Cac上產(chǎn)生n-1和n+1次諧波電壓，該諧波電壓又會(huì)反作用到直流側(cè)，產(chǎn)生新n+2和n-2次諧波環(huán)流。這樣，一個(gè)n次諧波電壓，會(huì)在環(huán)流中產(chǎn)生n±2k（k=0,1,2,…）次諧波，在電容Cac中產(chǎn)生n±2k+1次諧波，這就是環(huán)流諧波相生的原理。

顯然，在二次諧波電壓的激勵(lì)下，利用諧波相生原理，會(huì)在環(huán)流中產(chǎn)生無(wú)窮偶次諧波，在電容Cac中產(chǎn)生無(wú)窮奇次諧波電壓。雖然理論上環(huán)流會(huì)含有無(wú)窮偶數(shù)次諧波，電容Cac含有無(wú)窮奇數(shù)次諧波電壓，但實(shí)際上各次諧波電流或電壓的幅值是遞減的，一般環(huán)流可以忽略六次及以上諧波，電容Cac可以忽略五次及以上次諧波。

從圖3可以看出，環(huán)流諧波的產(chǎn)生過(guò)程事實(shí)上是直流側(cè)的諧波電壓在給系統(tǒng)的激勵(lì)過(guò)程中產(chǎn)生的，其產(chǎn)生過(guò)程遵循諧波相生原理，因此圖3所體現(xiàn)的諧波產(chǎn)生原理適用于任何施加于直流回路的諧波電壓。在正常工作情況下，直流回路中會(huì)產(chǎn)生二次諧波電壓vZ2，該電壓來(lái)源有兩個(gè)：①輸出電流通過(guò)T1產(chǎn)生于；②Cac上的基波電壓通過(guò)T2產(chǎn)生，但根本上講是由輸出電流產(chǎn)生的。通過(guò)vZ2的作用，便產(chǎn)生了上面分析的環(huán)流諧波及電容電壓諧波。

如果不考慮四次以上諧波的影響，只考慮二次和四次諧波，則可以解出四次和二次諧波表達(dá)式為

式中，

從式（8）可以清楚看出，該諧波是由輸出電流引起的，其只與輸出電流幅值、相位、橋臂電感、模塊電容及調(diào)制比有關(guān)，知道了這些參數(shù)就可以計(jì)算出環(huán)流諧波的實(shí)時(shí)值，因此這個(gè)表達(dá)式可以認(rèn)為是環(huán)流諧波的最終解。

mf2表征了輸出電流幅值向二次環(huán)流諧波幅值的傳遞特性，其是系統(tǒng)調(diào)制函數(shù)的函數(shù)，并且和系統(tǒng)參數(shù)有關(guān)。因此，mf2可以作為研究由輸出電流引起的環(huán)流諧波幅值的特征函數(shù)。

從式（8）還可以看出，調(diào)制函數(shù)的初始相位在二次諧波環(huán)流中翻倍，而?2是一個(gè)固定值，只與系統(tǒng)參數(shù)有關(guān)，這樣，三相二次諧波環(huán)流將呈負(fù)序分布。

圖3 環(huán)流諧波產(chǎn)生的因果關(guān)系圖

2 環(huán)流諧波影響因素分析

從上面的分析可以看出，環(huán)流諧波是在vZ2的激勵(lì)下產(chǎn)生，因此環(huán)流諧波的大小取決于vZ2，此外，取決于電路參數(shù)。從式（7）和式（8）可以看出，環(huán)流主要取決于負(fù)載電流、功率因數(shù)、幅度調(diào)制比、工作頻率以及電路參數(shù)。為研究方便，忽略六次及以上次諧波，研究的對(duì)象是10kV的高壓電機(jī)變頻驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，其一個(gè)橋臂有14個(gè)模塊，模塊電容為4700μF，額定頻率為50Hz，對(duì)式（8）進(jìn)行仿真研究。假設(shè)負(fù)載電流不變，且歸一化，則mf2反映了二次諧波電流幅值相對(duì)于負(fù)載電流幅值的增益。根據(jù)應(yīng)用平臺(tái)可以得出仿真參數(shù)為：Cdc=671.4μF，mu=1，Ldc=4mH，Rdc=1Ω，ω=314rad。

圖4和圖5給出了兩個(gè)參數(shù)同時(shí)變化時(shí)環(huán)流諧波增益變化三維曲面圖。

圖4（a）為環(huán)流二次諧波幅值隨幅度調(diào)制比mu和負(fù)載功率因數(shù)角? 的變化曲面。當(dāng)mu較小時(shí)，環(huán)流二次諧波幅值較小，隨負(fù)載功率因數(shù)角? 的變化，其幅值波動(dòng)較小，但在mu較大時(shí)，環(huán)流二次諧波幅值較大，在此區(qū)間內(nèi)，曲面隨? 的變化波動(dòng)較大?？梢钥闯銮媸前凑沼嘞乙?guī)律變化的，在mu=0.8附近，? =±π/2時(shí)，存在著兩個(gè)諧振峰。

圖4（b）為環(huán)流二次諧波幅值隨系統(tǒng)角頻率ω和電感Ldc變化的波形，其電感Ldc的變化范圍為0～50mH，角頻率ω 的變化范圍為0～500r/min，Ldc和ω變化范圍內(nèi)分別均勻采樣25點(diǎn)。圖中的曲面就像一座山坡，中間高，兩邊低，右邊高，左邊低，坡的最高點(diǎn)連成一條線(xiàn)，就叫“山脊”線(xiàn)，其是一條起伏的曲線(xiàn)，線(xiàn)上的每一個(gè)點(diǎn)，表示固定頻率或電感而變化另一變量，環(huán)流二次諧波能取得的最大值，離開(kāi)該點(diǎn)，環(huán)流二次諧波幅值逐漸減小?！吧郊埂本€(xiàn)是一條曲線(xiàn)，貫穿左右對(duì)角線(xiàn)，頻率越大，曲線(xiàn)越緩，并且高度很小，對(duì)應(yīng)的電感值也較小，隨著頻率值的減小，“山脊”線(xiàn)逐漸向上翹，并且上翹的速度越來(lái)越快，這意味著角頻率的減小，環(huán)流諧波取得最大值以及所需的電感值都隨之增加。雖然圖4（b）是在特定的電容下得出的，不同的電容值會(huì)得到不同的曲線(xiàn)，但其變化趨勢(shì)是基本相同的。

圖4（c）和（d）為環(huán)流二次諧波幅值分別隨角頻率ω 和等效電阻Rdc及電感Ldc和電阻Rdc變化的曲線(xiàn)。Rdc為直流回路的等效電阻，其包括線(xiàn)路電阻，IGBT模塊開(kāi)關(guān)損耗、開(kāi)通損耗以及死區(qū)效應(yīng)等的等效電阻。由于系統(tǒng)是若干個(gè)模塊的串聯(lián)，因此Rdc相對(duì)不會(huì)很小。另一方面，由于IGBT的開(kāi)通壓降變化不大，因此其開(kāi)通等效電阻具有非線(xiàn)性特性，流過(guò)的電流越大，其等效電阻越小，反之流過(guò)的電流越小，其等效電阻越大。因此，系統(tǒng)的等效電阻和負(fù)載電流有關(guān)系，負(fù)載電流越大，Rdc越小，負(fù)載電流越小，Rdc越大。圖中Rdc的變化范圍為0.1～5?，ω 的變化范圍為0～500r/min，Ldc的變化范圍為0～10mH。在兩圖中，均可以發(fā)現(xiàn)，Rdc靠近0時(shí)，無(wú)論是隨ω 變化還是隨Ldc的變化，均存在諧振峰，并且，Rdc越小，環(huán)流諧波峰值越大，但隨著Rdc的增大，環(huán)流諧波峰值快速衰減。這意味著如果串聯(lián)的模塊越多，而工作電流很小，環(huán)流諧波的相對(duì)峰值就越小。

圖4 環(huán)流二次諧波幅值隨參數(shù)變化的三維仿真圖

圖5所示為環(huán)流四次諧波幅值隨系統(tǒng)角頻率和電感的變化曲面，可以看出，曲面形狀和二次環(huán)流諧波幅值對(duì)應(yīng)的曲面形狀相似，但幅值增益大大減小，如果要精確估計(jì)環(huán)流二次諧波幅值，環(huán)流四次諧波的幅值就不可忽略。

圖5 環(huán)流四次諧波幅值隨ω 和Ldc變化的三維仿真圖

前面的討論體現(xiàn)了在MMC用于高壓電機(jī)驅(qū)動(dòng)時(shí)，MMC的環(huán)流諧波隨參數(shù)變化的特性，特別是隨頻率變化呈諧振特性，這對(duì)電機(jī)的變頻控制很重要。需要說(shuō)明的是，上面分析的諧振峰及曲線(xiàn)是在特定參數(shù)情況下得出的，這證明了環(huán)流諧波存在諧振特性，但這一特性并不依賴(lài)于特定的參數(shù)，只要相關(guān)參數(shù)確定，環(huán)流諧波幅值就可以被精確地計(jì)算出來(lái)。因此本文的分析方法可以推廣到一般的情況。

3 電容電壓表達(dá)式

根據(jù)圖2可知，可以將電容Cdc的直流電壓Vdc0寫(xiě)成

式中，IZu0為環(huán)流的直流分量，VT210為電容Cac的電壓通過(guò)網(wǎng)絡(luò)T2在直流側(cè)產(chǎn)生的直流分量，其來(lái)源有兩個(gè)：①環(huán)流直流和輸出電流在Cac中產(chǎn)生的基波在直流側(cè)產(chǎn)生的直流分量；②二次諧波環(huán)流通過(guò)Z(2,0)產(chǎn)生的直流分量，則式（9）可以寫(xiě)成式（10）的形式。

可見(jiàn)，Vdc0并不絕對(duì)等于輸入直流電壓Vd，通常Vd比較大，式（10）中的其他幾項(xiàng)相對(duì)于Vd比較小，在分析問(wèn)題時(shí)可以忽略。

由于負(fù)載電流的調(diào)制作用，iuc中含有二次諧波成分，該二次諧波會(huì)在Cdc上產(chǎn)生相同頻率的交流電壓，而實(shí)際上環(huán)流中含有偶次諧波，這些諧波電流必然會(huì)在電容Cdc上產(chǎn)生新的電壓波動(dòng)，簡(jiǎn)單起見(jiàn)，這里只考慮二次諧波的影響，如式（11）所示。

從式（11）可以看出，vdc中含有二次諧波分量，其來(lái)源有兩個(gè)：①負(fù)載電流的調(diào)制作用；②環(huán)流中的二次諧波分量。環(huán)流中的二次諧波分量會(huì)加大電容的波動(dòng)幅度，如果在直流回路中施加控制，使環(huán)流中不含諧波成分，電壓中的二次諧波分量仍然存在，其幅值受負(fù)載電流和幅度調(diào)制比的控制。

在電容Cac中，流過(guò)負(fù)載電流和被網(wǎng)絡(luò)T2調(diào)制過(guò)的環(huán)流，則有式（12）的形式。經(jīng)整理可得式（13）。

可見(jiàn)，vac中主要含有基波和三次諧波分量（這里只考慮了環(huán)流中的二次諧波成分），式中的后兩項(xiàng)由二次諧波產(chǎn)生，如果環(huán)流不含有諧波成分，此時(shí)電容電壓的差中就仍然含有基波成分，負(fù)載電流越大，波動(dòng)的幅值越大。對(duì)于上下橋臂電容總電壓的波動(dòng)顯然可以描述式（14）和式（15）所示的形式。可見(jiàn)，當(dāng)只考慮環(huán)流二次諧波時(shí)，上下橋臂電容電壓主要含有1、2、3次諧波，上下橋臂電壓中二次諧波同相，基波和三次諧波反向，幅值相同。

式中，

4 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證環(huán)流及電容電壓等變量表達(dá)式的正確性，本文進(jìn)行了對(duì)比仿真研究，按照實(shí)際電路用Simulink搭建了一個(gè)仿真平臺(tái)，將仿真結(jié)果和公式模擬結(jié)果進(jìn)行了對(duì)比分析。平臺(tái)的仿真參數(shù)見(jiàn)表1。圖6所示為仿真結(jié)果，圖中左邊為仿真波形，右邊為根據(jù)公式擬合波形。

表1 仿真參數(shù)

圖6（a）為環(huán)流及輸出電流波形，對(duì)比左右波形可以看出，輸出電流的仿真波形和擬合波形基波成分是相同的，仿真平臺(tái)環(huán)流中的直流成分和公式計(jì)算的基本一致，環(huán)流中的交流波形，仔細(xì)對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)仿真和擬合的波形有些不一致，這是因?yàn)閿M合波形中的交流只疊加了二次諧波，而實(shí)際的波形中則除了二次諧波外，還含有少量的其它偶次諧波（主要是四次諧波），在當(dāng)前電路參數(shù)下成分很少，可以忽略，這證實(shí)了環(huán)流中必然含有偶次諧波成分的正確性，同時(shí)也表明環(huán)流諧波中占主導(dǎo)地位的是二次諧波，其次是四次諧波。

圖6（b）為u相上下橋臂的電流，其右邊擬合波形是根據(jù)環(huán)流及輸出電流疊加而成，可以看出它們基本一致，存在的誤差主要由偶次諧波帶來(lái)。值得注意的是，如果環(huán)流的交流成分及輸出電流的幅值沒(méi)變而相位發(fā)生變化（如電路參數(shù)發(fā)生變化），那么疊加后的橋臂電流波形將會(huì)發(fā)生變化。

圖6（c）、（d）和（e）分別為反映上下橋臂電容電壓之和的vdc、反映上下橋臂電容電壓之差的vac、上橋臂電容電壓之和以及下橋臂電容電壓之和的波形。vdc波形中主要含二次諧波等偶次諧波，vac的波形中主要含1、3、5等奇次諧波，這與文中分析的是一致的。上橋臂電容電壓之和及下橋臂電容電壓之和波形中則含有各次諧波成分，兩個(gè)波形的偶次諧波同相，奇次諧波反相，但幅值大小相同。

圖6 仿真及公式擬合波形

為了驗(yàn)證參數(shù)變化對(duì)環(huán)流幅值的影響，本文利用上述仿真平臺(tái)，研究改變輸出頻率和橋臂電感時(shí)，環(huán)流諧波幅值的變化，圖7為對(duì)應(yīng)的仿真結(jié)果。

圖7（a）為橋臂電感不變（2mH），輸出頻率從10Hz變化到100Hz時(shí)，環(huán)流諧波幅值相對(duì)于輸出電流幅值的增益曲線(xiàn)；圖7（b）為輸出頻率固定在50Hz，而橋臂電感從0.5mH變化到10mH時(shí)，環(huán)流諧波幅值相對(duì)于輸出電流幅值的增益曲線(xiàn)。不難發(fā)現(xiàn)，無(wú)論是改變輸出頻率還是改變橋臂電感，二次環(huán)流諧波幅值均存在明顯的諧振特性，四次環(huán)流諧波也存在諧振特性，但四次諧波幅值總體相對(duì)較小，而六次及以上次諧波基本可以忽略，這與前面的分析是吻合的。因此，在設(shè)計(jì)系統(tǒng)參數(shù)時(shí)，特別是在電機(jī)變頻驅(qū)動(dòng)領(lǐng)域，應(yīng)高度關(guān)注二次諧波的這一諧振特性。

圖7 環(huán)流諧波幅值增益隨系統(tǒng)頻率和橋臂電感變化曲線(xiàn)

5 結(jié)論

本文在已有的等效模型基礎(chǔ)上，分析了環(huán)流形成機(jī)理，提出了環(huán)流諧波相生的原理，在此基礎(chǔ)上，推導(dǎo)出了環(huán)流及電容電壓的解析表達(dá)式，該表達(dá)式是輸出電流的變量，因而具有通用性。利用推導(dǎo)出的表達(dá)式，分析了系統(tǒng)參數(shù)對(duì)環(huán)流諧波幅值的影響，表明環(huán)流諧波幅值隨系統(tǒng)頻率等參數(shù)的變化而呈諧振特性。本文結(jié)論可以用于研究MMC環(huán)流和電容電壓波動(dòng)特性及系統(tǒng)參數(shù)選取。

[1] Lesnicar A, Marquardt R. An innovative modular multilevel converter topology suitable for a wide power range[C]//IEEE 2003 Power Tech Conference, 2003: 23-26.

[2] Peng F Z, Wei Q, Dong C. Recent advances in multilevel converter/inverter topologies and applications[C]//2010 International Power Electronics Conference (IPEC). Sapporo, Japan: IEEE, 2010: 492-501.

[3] Malinowski M, Gopakumar K, Rodriguez J, et al. A survey on cascaded multilevel inverters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2010, 57(7): 2197-2206.

[4] Ilves K, Antonopoulos A, Norrga A, H.-P. Nee: Steady-State Analysis of Interaction Between Harmonic Components of Arm and Line Quantities of Modular Multilevel Converters, IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(1): 57-68.

[5] 丁冠軍, 丁明, 湯廣福, 等. 新型多電平VSC子模塊電容參數(shù)與均壓策略[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2009, 30(1): 1-6.

[6] 楊曉峰, 王曉鵬, 范文寶, 等. 模塊組合多電平變換器的環(huán)流模型[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2011, 26(5): 21-27.

[7] 王姍姍, 周孝信, 湯廣福, 等. 模塊化多電平HVDC輸電系統(tǒng)子模塊電容值的選取和計(jì)算[J]. 電網(wǎng)技術(shù), 2011, 35(1): 26-32.

[8] 郭高朋, 胡學(xué)浩, 溫家良, 等. Analysis and suppression of circulating harmonic currents in a modular multilevel converter considering the impact of dead time[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 30(7): 3542-3553.

[9] 陳耀軍, 陳柏超, 袁佳歆, 等. 模塊化多電平逆變器電容電壓及環(huán)流控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2014, 29(10): 166-174.

[10] 陳耀軍, 陳柏超, 田翠華, 等. 模塊化多電平變換器的系統(tǒng)狀態(tài)方程及等效模型[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2015, 35(1): 167-176.

Steady State Analytic Expressions of Circulating Currents and Capacitor Voltages of the Modular Multilevel Converter

Chen Yaojun Liu Xing Lai Xiangdong Qin Zhenjie
(Huangpi NCO School of AFEWA, Wuhan 430345)

The study of the circulating harmonic currents and the capacitor voltage fluctuation of the modular multilevel converter (MMC) is a hot topic, so the analytic expressions of the circulating harmonic currents and capacitor voltages in steady state based on an existing equivalent model of the MMC is deduced. During this course, it concluded that the circulating harmonic currents are essentially products of the exciting course of a harmonic voltage upon the dc loop, and the principle of the circulating harmonics produced each other. According the deduced expressions, effects of the system parameters upon the circulating harmonics are analyzed. Finally the simulation study proved the deduced expressions.

modular multilevel converter; circulating harmonic currents; capacitor voltage fluctuation; analytic expressions

陳耀軍（1977-），男，湖北省鄂州市人，博士，講師，主要從事電力電子技術(shù)研究工作。