航空發(fā)動(dòng)機(jī)內(nèi)置式永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的研究

余詩(shī)怡，郝振洋＊

南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，南京 211100

航空發(fā)動(dòng)機(jī)內(nèi)置式永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的研究

余詩(shī)怡，郝振洋＊

南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，南京 211100

針對(duì)內(nèi)置式航空發(fā)電系統(tǒng)高功率密度、高可靠性和高輸出性能的要求，提出了基于三相四橋臂的航空用永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)。利用永磁容錯(cuò)電機(jī)大電感的特點(diǎn)，改進(jìn)了傳統(tǒng)弱磁控制算法，提出了簡(jiǎn)單高效的直軸電流Id解析法弱磁控制，通過(guò)實(shí)時(shí)計(jì)算弱磁電流給定實(shí)現(xiàn)了寬速范圍（3倍額定轉(zhuǎn)速）內(nèi)的恒壓發(fā)電控制。同時(shí)，根據(jù)容錯(cuò)電機(jī)磁隔離的特點(diǎn)，以保證故障前后電機(jī)定子磁場(chǎng)為圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)為前提，結(jié)合電壓空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）算法實(shí)現(xiàn)了單相斷路或短路故障的容錯(cuò)發(fā)電控制。通過(guò)MATLAB仿真驗(yàn)證了控制算法的正確性。最后，對(duì)一套7．5kW永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)進(jìn)行了算法驗(yàn)證實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了Id解析法弱磁控制和容錯(cuò)控制的可行性，為后續(xù)的系統(tǒng)性能測(cè)試打下基礎(chǔ)。

內(nèi)置式發(fā)電系統(tǒng)；Id解析法；弱磁控制；容錯(cuò)控制；永磁電機(jī)

多電和全電飛機(jī)的研究是目前航空領(lǐng)域炙手可熱的課題［1］，作為多電飛機(jī)的核心技術(shù)，多電航空發(fā)動(dòng)機(jī)逐漸使用電力驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)代替原有的液壓功率系統(tǒng)［2］。其中，以支撐發(fā)動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)子的非接觸式磁性軸承和發(fā)動(dòng)機(jī)軸上安裝的內(nèi)置式整體起動(dòng)發(fā)電機(jī)為核心的多電航空發(fā)動(dòng)機(jī)，取消了傳統(tǒng)發(fā)動(dòng)機(jī)接觸式滾動(dòng)軸承、潤(rùn)滑系統(tǒng)和機(jī)械作動(dòng)系統(tǒng)，進(jìn)一步減小了發(fā)動(dòng)機(jī)的質(zhì)量和復(fù)雜性，改善了系統(tǒng)可靠性和維修性，降低了成本。因此，國(guó)內(nèi)外學(xué)者對(duì)內(nèi)置式航空發(fā)動(dòng)機(jī)展開(kāi)了大量的研究并取得了較好的效果［3－4］。其中，美國(guó)第2代多電飛機(jī)發(fā)展采用內(nèi)置式整體起動(dòng)發(fā)電機(jī)，功率密度提高了兩倍，平均故障間隔時(shí)間提高了6倍［5］；中國(guó)對(duì)航空發(fā)動(dòng)機(jī)用內(nèi)置式起動(dòng)發(fā)電機(jī)也完成了原理樣機(jī)試驗(yàn)研究，但是尚未成熟［6］。

目前，航空發(fā)動(dòng)機(jī)內(nèi)置式發(fā)電系統(tǒng)主要有開(kāi)關(guān)磁阻電機(jī)發(fā)電系統(tǒng)和永磁電機(jī)發(fā)電系統(tǒng)［7－8］。開(kāi)關(guān)磁阻電機(jī)從20世紀(jì)80年代受到關(guān)注以來(lái)，以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，效率高等優(yōu)點(diǎn)得到了快速發(fā)展，Lockheed Martin公司研制的美國(guó)新一代聯(lián)合攻擊戰(zhàn)斗機(jī)F－35的起動(dòng)發(fā)電系統(tǒng)采用的就是高壓直流開(kāi)關(guān)磁阻電機(jī)［9］。但是開(kāi)關(guān)磁阻電機(jī)在寬速范圍下高功率密度性能的實(shí)現(xiàn)，需要通過(guò)建立大氣隙來(lái)適應(yīng)材料熱膨脹和機(jī)械間距規(guī)格要求，其輸出性能較差［10］。永磁電機(jī)的功率密度大，工作效率高，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小，因此永磁電機(jī)在航空發(fā)動(dòng)機(jī)內(nèi)置式發(fā)電系統(tǒng)中的研究也備受矚目。2002年開(kāi)始，歐盟就開(kāi)展了功率飛機(jī)優(yōu)化（POA）項(xiàng)目研究，并資助THALES公司研制出了180kW的內(nèi)置式永磁同步電機(jī)起動(dòng)發(fā)電系統(tǒng)，該永磁電機(jī)在發(fā)電狀態(tài)下可以輸出350V的直流電壓［11］。永磁電機(jī)的固有缺點(diǎn)為永磁體存在高溫去磁的隱患，目前主要通過(guò)選擇和尋找可靠的耐高溫永磁體材料來(lái)克服這個(gè)困難，但是一般的永磁電機(jī)本體并不具備容錯(cuò)能力。

1996年，英國(guó)Newcastle大學(xué)的Mecrow教授等提出了永磁容錯(cuò)電機(jī)，該電機(jī)結(jié)合永磁同步電機(jī)高功率密度特性以及開(kāi)關(guān)磁阻的高可靠性優(yōu)點(diǎn)，可以在保證最小輸出性能損失的同時(shí)滿足高功率密度和高效率的要求［12］。因此，永磁容錯(cuò)電機(jī)成為多電飛機(jī)發(fā)展技術(shù)中有力的競(jìng)爭(zhēng)者。2007－2010年，英國(guó)Sheffield大學(xué)Sun教授等提出了基于H橋的永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)［13］，但該系統(tǒng)主功率管多，驅(qū)動(dòng)復(fù)雜，在某種程度上降低了系統(tǒng)可靠性。同時(shí)，該系統(tǒng)利用最優(yōu)電流控制方式，實(shí)現(xiàn)了容錯(cuò)控制，但該算法的最優(yōu)電流解析式復(fù)雜，不易在線編程。并且該算法的電流內(nèi)環(huán)采用電流滯環(huán)的控制方式，與電壓空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）控制相比，存在系統(tǒng)的直流電壓利用率低以及電流紋波大的弊端。

因此，本文針對(duì)永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)高輸出性能（寬工作范圍）和高可靠性要求，結(jié)合永磁容錯(cuò)電機(jī)大電感和磁隔離的特點(diǎn)，并基于三相四橋臂的電路拓?fù)?，提出了?jiǎn)單高效的Id解析法弱磁控制及SVPWM容錯(cuò)控制策略，并通過(guò)MATLAB仿真并對(duì)一套7．5kW永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的進(jìn)行功能實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明兩個(gè)控制策略的正確性和可行性。

1 永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的弱磁控制

1．1 永磁容錯(cuò)電機(jī)的本體特征

永磁容錯(cuò)電機(jī)本體具有熱隔離、磁隔離、物理隔離和電氣隔離的特點(diǎn)。同時(shí)，為了抑制短路電流，永磁容錯(cuò)電機(jī)還具有大電感的特點(diǎn)［14］，即永磁容錯(cuò)電機(jī)的定子繞組電感設(shè)計(jì)為1pu，使得繞組短路電流值與電機(jī)額定電流值相當(dāng)，滿足：式中：E0為電機(jī)的空載反電勢(shì)；Is和Isn分別為電機(jī)的短路電流和額定電流；ωn為電機(jī)的額定角速度；Ls為電機(jī)的同步電感。

當(dāng)采用轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向時(shí)，定子磁場(chǎng)在同步旋轉(zhuǎn)直軸－交軸d－q坐標(biāo)系上的分量為

式中：ψf為永磁體磁場(chǎng)；ψd和ψq分別為永磁體磁場(chǎng)的直軸和交軸分量；id和iq分別為直軸和交軸電流；Ld和Lq分別為直軸和交軸等效電感。由于永磁容錯(cuò)電機(jī)的轉(zhuǎn)子磁鋼采用面貼式結(jié)構(gòu)，且電機(jī)的主激磁電感較小而槽口漏感和諧波漏感較大［15］，故有Ld＝Lq≈Ls。由式（2）可知，反相直軸電流產(chǎn)生的磁動(dòng)勢(shì)會(huì)對(duì)永磁體的磁場(chǎng)起到去磁作用。

另一方面，當(dāng)采用轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向時(shí)，定子電壓在d－q坐標(biāo)系上的分量為

式中：ud和uq分別為定子電壓的直軸和交軸分量；ωr為電機(jī)的角速度；Rs為相繞組的電阻。在正弦穩(wěn)態(tài)情況下，忽略電機(jī)的電阻，ud和uq可表示為

由式（4）可知，忽略定子電阻，反相直軸電流造成的直軸感抗壓降可以降低定子交軸電壓。

然而，永磁容錯(cuò)發(fā)電機(jī)的定子電壓和電流受到整流器的直流電壓和容量的限制，因此定子電壓和電流還受限于式（5）所示的電壓極限圓和電流極限圓方程：

式中：umax為輸入電壓極限值；imax為整流器允許的電流極限值。根據(jù)電機(jī)反電勢(shì)和永磁體磁鏈的關(guān)系，式（1）所示的永磁容錯(cuò)電機(jī)的額定電流和磁鏈的關(guān)系可變換為

由式（4）～式（6）可知，當(dāng)電機(jī)的反相直軸電流等于額定電流時(shí)，定子電壓交軸分量為零，定子電壓只有直軸分量，此時(shí)的永磁容錯(cuò)發(fā)電機(jī)仍工作在電壓電流極限圓內(nèi)，可實(shí)現(xiàn)寬速范圍下的弱磁控制。

綜上分析，當(dāng)采用轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向時(shí)，永磁容錯(cuò)電機(jī)的反相直軸電流可以起到弱磁降壓的作用，利用永磁容錯(cuò)電機(jī)大電感特點(diǎn)，若再結(jié)合高效的弱磁控制算法就能實(shí)現(xiàn)寬速范圍下永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的的恒壓發(fā)電控制。

1．2 Id解析法弱磁控制

永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的弱磁控制方法主要有反饋法和解析法。反饋法需要PI調(diào)節(jié)器來(lái)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制，增加了系統(tǒng)的不穩(wěn)定性和復(fù)雜性。解析法主要有在線計(jì)算法和離線查表法，離線查表法需要大量實(shí)驗(yàn)離線數(shù)據(jù)，可移植性差［16－18］。因此，本文結(jié)合永磁容錯(cuò)電機(jī)的本體特性，提出簡(jiǎn)單高效的Id解析法弱磁控制，實(shí)現(xiàn)永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的變速恒壓控制。該算法兼顧發(fā)電系統(tǒng)的高效特點(diǎn)，以不增大發(fā)電機(jī)的損耗為前提，根據(jù)電機(jī)的實(shí)際轉(zhuǎn)速值計(jì)算弱磁電流的給定值，即不要大量的查表數(shù)據(jù)，又省去了PI調(diào)節(jié)器，具有實(shí)時(shí)性和快速性。

1．2．1 Id解析法弱磁控制電流給定的計(jì)算推導(dǎo)

基于永磁容錯(cuò)電機(jī)本體的設(shè)計(jì)和弱磁調(diào)速范圍（3倍額定轉(zhuǎn)速）的要求，將永磁容錯(cuò)電機(jī)的額定工作點(diǎn)作為弱磁控制的轉(zhuǎn)折點(diǎn)。在額定工況下，采用id＝0的控制，此時(shí)交軸的電流值等于額定電流值，對(duì)應(yīng)的電壓相量圖如圖1所示。

圖1 額定工況下的電壓相量圖（id＝0）Fig．1 Phasor diagram of voltage in rated states（id＝0）

忽略整流器的功率損耗，電機(jī)的電磁功率與負(fù)載消耗的電功率相等：

式中：Te為電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩；np為電機(jī)的極對(duì)數(shù)；Udc和Idc分別為整流器直流側(cè)輸出電壓和輸出電流。

在恒功率負(fù)載下，當(dāng)電機(jī)的轉(zhuǎn)速升高時(shí)，以兩倍額定轉(zhuǎn)速為例，對(duì)應(yīng)的交軸電流變?yōu)轭~定電流的一半，此時(shí)永磁容錯(cuò)電機(jī)的電壓相量圖如圖2所示?？芍?，若不采取弱磁控制，定子端電壓增加為U′s，則整流器輸出電壓隨之升高，不能再實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓控制。因此，需要采取弱磁控制來(lái)抵消因轉(zhuǎn)速增加帶來(lái)的反電勢(shì)增加量。

圖2 弱磁控制下2倍額定轉(zhuǎn)速的電壓相量圖Fig．2 Phasor diagram of voltage at 2times rated speed under flux－weakening control

考慮一般情況，即當(dāng)ω＞ωn時(shí)，弱磁電流產(chǎn)生的直軸感抗壓降應(yīng)等于反電勢(shì)的增加量，即滿足：ωLdId＝ （ωn－ω）ψf（8）

將式（6）代入式（8）可求得Id解析法弱磁電流的給定值為在恒功率控制下，交軸電流與轉(zhuǎn)速成反比，即

滿足：

則定子繞組的電流滿足：

可見(jiàn)，采用Id解析法弱磁控制時(shí)，繞組的電流不超過(guò)額定點(diǎn)的工作電流，從而可以有效地降低電機(jī)的銅耗。另一方面，電機(jī)的鐵耗計(jì)算公式為

式中：CFe為鐵耗系數(shù)；f為磁場(chǎng)交變頻率；Bm為磁通密度最大值；G為硅鋼片質(zhì)量。采用弱磁控制會(huì)減弱永磁體的定子磁鏈幅值，從而降低磁通密度，因此降低了電機(jī)的鐵耗。

因此，如式（9）所示的Id解析法弱磁控制的Id電流計(jì)算表達(dá)式中僅有基本的乘法運(yùn)算，比傳統(tǒng)的在線計(jì)算編程簡(jiǎn)單，執(zhí)行速度快，有效地提高了軟件的運(yùn)行效率，同時(shí)在該算法控制下，可以降低電機(jī)的損耗（包括銅耗和鐵耗），提高整個(gè)發(fā)電系統(tǒng)的效率。

1．2．2 Id解析法弱磁控制框圖

考慮到永磁容錯(cuò)電機(jī)發(fā)電系統(tǒng)的工作狀態(tài)不是一直處于額定工況且系統(tǒng)的負(fù)載不一定是恒功率負(fù)載，因此，不能僅從轉(zhuǎn)速判斷和計(jì)算來(lái)確定d軸電流值，還要結(jié)合式（5）所示的電壓電流極限圓判斷是否需要引入弱磁電流，即利用電壓極限圓的限制條件來(lái)判斷實(shí)際合成電壓是否超過(guò)了電壓極限圓而進(jìn)入了弱磁區(qū)域［19］，否則在未進(jìn)入弱磁控制區(qū)情況下引入弱磁電流，雖然不會(huì)破壞系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但會(huì)徒增系統(tǒng)的工作電流。

綜上分析，Id解析法弱磁控制的整體控制框圖如圖3所示，在沒(méi)有進(jìn)入弱磁控制區(qū)域時(shí)，采用id＝0的控制，當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入了弱磁區(qū)，采用Id解析法計(jì)算弱磁電流給定使得系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行。

圖3 Id解析法弱磁控制框圖Fig．3 Block diagram of Idanalysis flux－weakening control

2 永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的容錯(cuò)控制

2．1 永磁容錯(cuò)電機(jī)的容錯(cuò)特性

容錯(cuò)在工程中是指當(dāng)發(fā)生任何類型的故障時(shí)，系統(tǒng)能夠不降額或者稍微降額運(yùn)行［20］。在本文中，永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的容錯(cuò)控制是指當(dāng)電機(jī)繞組或者功率器件發(fā)生一相故障（包括短路和斷路）時(shí)，系統(tǒng)能將發(fā)生故障的部分隔離，同時(shí)采取適當(dāng)?shù)墓收涎a(bǔ)償策略，維持輸出電壓特性不變，使系統(tǒng)繼續(xù)可靠的運(yùn)行。

要保持輸出電壓恒定，即要dUdc／dt＝0。結(jié)合式（7）所示的功率平衡方程，經(jīng)求導(dǎo)變化后可得

式（13）的物理意義在于：要使輸出電壓保持不變，必須能迅速的控制發(fā)電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩，使得轉(zhuǎn)矩的變化跟上負(fù)載電流的變化［21］，因此對(duì)發(fā)電機(jī)輸出電壓控制也就是對(duì)轉(zhuǎn)矩的控制。如果保證故障前后電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩不變，則可以保持電機(jī)的輸出電壓性能不變［22］。

永磁容錯(cuò)電機(jī)的轉(zhuǎn)矩和定轉(zhuǎn)子磁鏈的關(guān)系為

式中：ψs為電機(jī)的定子磁場(chǎng)；δ為定轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)間的夾角。因?yàn)楣收锨昂箅姍C(jī)的轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)幅值不變，是一個(gè)跟隨電機(jī)旋轉(zhuǎn)的圓形磁場(chǎng)，若能控制故障后的定子磁場(chǎng)仍為一個(gè)幅值恒定的圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，即可保證故障后電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)矩穩(wěn)定，從而使得發(fā)電系統(tǒng)的輸出電壓特性不變，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的容錯(cuò)控制。

傳統(tǒng)的永磁同步電機(jī)，電機(jī)的電感值較小。當(dāng)發(fā)生短路故障后，電機(jī)的短路電流較大，會(huì)使得電機(jī)過(guò)熱而燒壞。同時(shí)，傳統(tǒng)的永磁同步電機(jī)繞組之間存在磁耦合，當(dāng)電機(jī)繞組發(fā)生故障時(shí)，故障相電流產(chǎn)生的磁場(chǎng)會(huì)影響正常相磁場(chǎng)，從而產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，使得定子磁場(chǎng)不能繼續(xù)跑圓，電機(jī)就不能正常工作。而永磁容錯(cuò)電機(jī)的定子電感值設(shè)計(jì)的較大，發(fā)生短路故障時(shí)流過(guò)該相繞組的電流被限制為額定電流，不會(huì)燒壞電機(jī)。同時(shí)，永磁容錯(cuò)電機(jī)的定子繞組采用集中式隔齒繞制方式，繞組間的互感很小，可以忽略不計(jì)，即繞組間具備磁隔離能力。當(dāng)某相繞組發(fā)生短路故障時(shí)，短路電流不會(huì)耦合到正常相，故不會(huì)影響正常相繞組的磁場(chǎng)，而當(dāng)某相繞組發(fā)生斷路故障時(shí)，流過(guò)該相繞組的電流為零，該故障相產(chǎn)生的磁場(chǎng)也為零，也不會(huì)影響正常相繞組的磁場(chǎng)。可見(jiàn)，永磁容錯(cuò)電機(jī)的故障相繞組的磁場(chǎng)不會(huì)影響正常相繞組所產(chǎn)生的磁場(chǎng)，若保證故障后，正常相繞組的合成磁場(chǎng)仍為圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，即可實(shí)現(xiàn)永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的容錯(cuò)控制。

2．2 永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的電路拓?fù)浼捌淇刂?/h3>

由2．1節(jié)分析可知，實(shí)現(xiàn)永磁容錯(cuò)電機(jī)發(fā)電系統(tǒng)容錯(cuò)補(bǔ)償?shù)暮诵木褪且ＷC故障前后永磁容錯(cuò)電機(jī)的氣隙磁場(chǎng)均為圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)。忽略電機(jī)定子的電阻，定子電壓和定子磁鏈之間的關(guān)系為

式中：us為定子電壓。在兩相靜止坐標(biāo)系下，定子電壓可以表示為

可見(jiàn)，如果故障前后定子端電壓不變，即定子電壓在兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓分量uα和uβ不變，就可以使得定子氣隙合成磁場(chǎng)仍為圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)。

傳統(tǒng)的永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)采用的H橋電路拓?fù)洌措姍C(jī)的每相繞組分別采用獨(dú)立的H橋驅(qū)動(dòng)，因此，控制系統(tǒng)的功率管數(shù)目較多，系統(tǒng)的體積重量大且元器件故障率提高。而傳統(tǒng)的永磁同步電機(jī)采用三相全橋電路拓?fù)?，其功率管的?shù)目減少，變換器的功率密度提高。當(dāng)采用SVPWM時(shí)，定義（SA，SB，SC）為三相橋臂的導(dǎo)通狀態(tài)，1表示上橋臂導(dǎo)通，0表示下橋臂導(dǎo)通，則共有8種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，分別為U0（000），U1（001），U2（010），U3（011），U4（100），U5（101），U6（110），U7（111）。8種開(kāi)關(guān)狀態(tài)對(duì)應(yīng)的三相電壓uA、uB、uC進(jìn)行Clark坐標(biāo)變換后得到兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓uα、uβ如表1所示。

當(dāng)電機(jī)繞組發(fā)生一相故障（包括短路和斷路）后，切除故障相繞組所在的橋臂，此時(shí)，經(jīng)Clark坐標(biāo)變換后的兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓如表2所示（以A相繞組斷路故障為例）。

表1 正常狀態(tài)下電壓矢量表Table 1 Voltage vector table under normal state

表2 A相繞組斷路故障狀態(tài)下電壓矢量表Table 2 Voltage vector table under open－circuit state of phase A

對(duì)比表1和表2可知，故障后兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓發(fā)生了變化。切除故障相繞組所在橋臂后，電機(jī)工作于兩相非對(duì)稱狀態(tài)，電機(jī)的定子磁場(chǎng)不再是圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，要實(shí)現(xiàn)故障后的容錯(cuò)控制，必須用正常相補(bǔ)償故障相的電壓，這增加了系統(tǒng)控制的復(fù)雜性，提高了對(duì)功率器件電流承受能力的要求［23］。因此，本文提出采用三相四橋臂的電路拓?fù)洌丛谌嗳珮螂娐分性黾拥谒臉虮?，并讓第四橋臂中點(diǎn)與永磁容錯(cuò)電機(jī)星型連接的定子繞組中性點(diǎn)相連，為中性點(diǎn)電流提供通路，如圖4所示，圖中：KA、KB、KC和KN分別對(duì)應(yīng)4個(gè)橋臂開(kāi)關(guān)；VT1～VT6為ABC三相橋臂的功率器件；Q1和Q2為第四橋臂功率器件，SA、SB、SC和SN分別為4個(gè)橋臂上下管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

在正常情況下，第四橋臂不投入運(yùn)行，系統(tǒng)工作在三相三橋臂模式，在SVPWM控制下的電壓矢量如表1所示。當(dāng)發(fā)生一相故障后，切除故障相所在橋臂的同時(shí)將第四橋臂投入電路，用第四橋臂的開(kāi)關(guān)狀態(tài)SN代替故障相對(duì)應(yīng)橋臂的開(kāi)關(guān)狀態(tài)SI（I＝A，B，C），由于L0感抗很小，故在橋臂導(dǎo)通時(shí)認(rèn)為uN為0，則故障補(bǔ)償后經(jīng)Clark變換得到的兩相靜止坐標(biāo)系下的uα、uβ電壓值如下表3所示（以A相繞組斷路故障為例）。

圖4 三相四橋臂容錯(cuò)拓?fù)洌╥d＝0）Fig．4 Fault－tolerant topology of three－phase four－leg（id＝0）

表3 A相繞組斷路故障補(bǔ)償情況下電壓矢量表Table 3 Voltage vector table under open－circuit state with compensation of phase A

對(duì)比表1和表3可知，故障后將第四橋臂切入，兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓值和正常態(tài)下的完全一致，使得故障后的定子電壓不變、定子磁場(chǎng)仍為圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，因此可以保證故障后的電壓輸出性能不變，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的容錯(cuò)。

對(duì)于功率管的短路或斷路故障的處理與電機(jī)繞組故障的處理方式相同，故上述故障補(bǔ)償方式同樣適用于一相功率管短路和短路故障。

綜上分析，與H橋和三相三橋臂的電路拓?fù)湎啾?，采用三相四橋臂的電路拓?fù)洌粌H減小了控制器的體積重量，還簡(jiǎn)化了系統(tǒng)控制的復(fù)雜度。在正常情況下，系統(tǒng)工作在三相三橋臂模式下。當(dāng)系統(tǒng)發(fā)生一相故障時(shí)，由于容錯(cuò)電機(jī)磁隔離和大電感的設(shè)計(jì)，故障相不會(huì)影響到正常相的運(yùn)行。一相故障后，切除故障相所在的橋臂，同時(shí)將第四橋臂切入運(yùn)行，并引入其功率管的開(kāi)關(guān)量，即可保證故障補(bǔ)償后電機(jī)的磁場(chǎng)為圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，同時(shí)第四橋臂為繞組中性點(diǎn)的電流提供了通路，可以保證永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的輸出電壓特性保持不變。

3 永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的仿真驗(yàn)證

3．1 Id解析法弱磁控制的仿真

根據(jù)上述分析，在MATLAB中搭建永磁容錯(cuò)電機(jī)發(fā)電系統(tǒng)仿真模型，如圖5所示，主要包括三相四橋臂功率變換器模塊，永磁容錯(cuò)發(fā)電機(jī)本體模塊、矢量控制模塊和SVPWM算法模塊。仿真中，電機(jī)的永磁體磁場(chǎng)為0．044Wb，定子電感為0．002 1H，定子電阻為0．07Ω，電機(jī)極對(duì)數(shù)為5，額定電流為19A。

為和下文實(shí)驗(yàn)更好地對(duì)比，由于實(shí)驗(yàn)條件的限制，將弱磁點(diǎn)按容錯(cuò)電機(jī)的轉(zhuǎn)速等比降低。由上文中永磁體同步電機(jī)的本體特征即電壓相量圖可以得到在額定工況下，定子電壓Us＝E0。對(duì)于三相全控整流橋，輸出直流電壓值滿足Udc≥，則額定工況下三相全控整流橋輸出的最小可控直流電壓為。根據(jù)電機(jī)設(shè)計(jì)的額定點(diǎn)，通過(guò)計(jì)算選擇仿真和實(shí)驗(yàn)時(shí)所對(duì)應(yīng)的電機(jī)的額定轉(zhuǎn)速為700r／min，對(duì)應(yīng)的直流側(cè)輸出電壓定為40V，負(fù)載電阻為4．4Ω。

圖5 永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)仿真模型Fig．5 Simulation model of fault－tolerant permanent magnet generation system

在上述參數(shù)下的仿真波形如圖6和圖7所示，在轉(zhuǎn)速為700r／min的額定工作點(diǎn)，電機(jī)的相電流峰值為19A，等于額定電流值，實(shí)際d軸電流為0，q軸電流為19A，輸出電壓為40V。當(dāng)電機(jī)轉(zhuǎn)速升為3倍的額定轉(zhuǎn)速2 100r／min時(shí)，采用Id解析法弱磁控制，實(shí)際d軸電流為－12．7A，和計(jì)算值相當(dāng)，q軸電流為－6A，相電流峰值為14A，輸出電壓仍可穩(wěn)定在40V。

在3倍額定轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)的不同轉(zhuǎn)速下，弱磁電流仿真值和計(jì)算值的關(guān)系以及兩者之間的誤差如圖8所示，可見(jiàn)仿真值與理論計(jì)算值幾乎重合，誤差率在9．9%以內(nèi)，充分驗(yàn)證了Id解析法弱磁控制的正確性。

圖6 轉(zhuǎn)速為700r／min時(shí)的仿真波形Fig．6 Simulation waveforms under speed of 700r／min

圖7 轉(zhuǎn)速為2 100r／min時(shí)的仿真波形Fig．7 Simulation waveforms under speed of 2 100r／min

圖8 Id解析法的仿真值和計(jì)算值對(duì)比Fig．8 Comparison of simulated and calculated value of Idanalysis method

3．2 永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)容錯(cuò)控制仿真

類似地，在上述仿真模型下進(jìn)行容錯(cuò)控制的仿真，仿真參數(shù)和下文實(shí)驗(yàn)參數(shù)也設(shè)置相同。設(shè)定電機(jī)的拖動(dòng)轉(zhuǎn)速為1 000r／min，直流側(cè)輸出電壓為100V，負(fù)載電阻為50Ω。以A相繞組故障為例進(jìn)行分析，為了更直觀地反映容錯(cuò)控制的補(bǔ)償效果，分別對(duì)故障不補(bǔ)償態(tài)和故障補(bǔ)償態(tài)進(jìn)行仿真。

在正常工作情況下，如圖9所示，輸出電壓為穩(wěn)定的100V，三相電流對(duì)稱分布，峰值為7．5A，互差120°。

圖9 正常情況時(shí)的仿真波形Fig．9 Simulation waveforms under normal state

當(dāng)A相繞組斷路，如圖10和圖11所示，不采取補(bǔ)償措施時(shí)，直流輸出電壓平均值為100V，脈動(dòng)率為4．8%，斷路相電流為0A，正常兩相繞組電流發(fā)生畸變，且大小相等、方向相反，電流峰值為15A；切入第四橋臂補(bǔ)償時(shí)，直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動(dòng)率為2．8%，三相電流對(duì)稱分布，峰值為12A，互差120°。

可見(jiàn)，A相斷路故障補(bǔ)償后的直流側(cè)輸出電壓脈動(dòng)減小，3個(gè)橋臂電流恢復(fù)為互差120°的正弦電流。

當(dāng)A相繞組短路，如圖12和圖13所示，不采取補(bǔ)償措施時(shí)，直流輸出電壓平均值為100V，脈動(dòng)率為4．8%，短路相電流峰值為19A，與額定電流值相等，正常兩相繞組電流畸變，且大小相等、方向相反，電流峰值為15A；切入第四橋臂補(bǔ)償時(shí)，直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動(dòng)率為2．8%，三相電流對(duì)稱分布，峰值為12A，互差120°。

圖10 一相繞組斷路不補(bǔ)償下的仿真波形Fig．10 Simulation waveforms under one－phase opencircuit state without compensation

圖11 一相繞組斷路補(bǔ)償下的仿真波形Fig．11 Simulation waveforms under one－phase opencircuit state with compensation

圖12 一相繞組短路不補(bǔ)償下的仿真波形Fig．12 Simulation waveforms under one－phase shortcircuit state without compensation

圖13 一相繞組短路補(bǔ)償下的仿真波形Fig．13 Simulation waveforms under one－phase shortcircuit state with compensation

可見(jiàn)，A相短路故障補(bǔ)償后的直流側(cè)輸出電壓脈動(dòng)減小，3個(gè)橋臂電流恢復(fù)為正弦電流。同時(shí)，對(duì)比短路和斷路故障補(bǔ)償前后的波形還可以發(fā)現(xiàn)，短路和斷路故障補(bǔ)償前后的仿真波形及數(shù)據(jù)分別對(duì)應(yīng)相同，這是因?yàn)楣收虾髮?duì)應(yīng)故障相繞組均已切除，且故障相磁場(chǎng)不會(huì)對(duì)正常相磁場(chǎng)造成影響，和理論分析相符。

由以上仿真波形可見(jiàn)，切除故障相繞組所在橋臂并封鎖對(duì)應(yīng)功率管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，同時(shí)投入第四橋臂進(jìn)行補(bǔ)償可以有效地實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的容錯(cuò)控制。

4 永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖14 實(shí)驗(yàn)電路連接示意圖Fig．14 Schematic diagram of experimental circuit

為了驗(yàn)證上述控制策略的可行性，本文對(duì)一臺(tái)7．5kW的永磁容錯(cuò)電機(jī)及其控制系統(tǒng)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，電機(jī)參數(shù)與仿真參數(shù)一致，弱磁實(shí)驗(yàn)和故障實(shí)驗(yàn)參數(shù)也與仿真一致。

由于實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有條件的限制，沒(méi)有發(fā)動(dòng)機(jī)進(jìn)行聯(lián)調(diào)，而實(shí)驗(yàn)所用的是一臺(tái)六相十極永磁容錯(cuò)電機(jī)，基于其磁隔離的特點(diǎn)，可以用作繞組間互差120°的雙三相電機(jī)，即該六相電機(jī)可以看成是同軸連接的兩個(gè)三相電機(jī)，這與航空發(fā)動(dòng)機(jī)內(nèi)置式發(fā)電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)有類似之處。因此，實(shí)驗(yàn)中將六相永磁容錯(cuò)電機(jī)的其中一組三相繞組用作模擬發(fā)動(dòng)機(jī)，另外一組三相繞組作為發(fā)電機(jī)，模擬發(fā)動(dòng)機(jī)帶動(dòng)發(fā)電機(jī)旋轉(zhuǎn)，實(shí)驗(yàn)電路連接示意圖如圖14所示。

圖中：T1～T6為電驅(qū)動(dòng)模擬發(fā)動(dòng)機(jī)功率電路中的功率開(kāi)關(guān)器件，KA、KB、KC、KS和 KN為全控器件構(gòu)成的開(kāi)關(guān)，通過(guò)控制其開(kāi)通或關(guān)斷來(lái)模擬不同的實(shí)驗(yàn)工況。其中，KS為A相繞組的短路模擬開(kāi)關(guān)，KA即作為A相繞組斷路模擬開(kāi)關(guān)，又作為A相橋臂投切的控制開(kāi)關(guān)。

4．1 Id解析法弱磁控制的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

弱磁控制的實(shí)驗(yàn)波形如圖15所示，在轉(zhuǎn)速為700r／min的額定工作點(diǎn)，仍采用id＝0的矢量控制，由實(shí)驗(yàn)波形可見(jiàn)，實(shí)際d軸電流為0，q軸電流為19A，電機(jī)的相電流峰值為額定電流19A，輸出直流電壓為40V。

當(dāng)電機(jī)的轉(zhuǎn)速升高，在3倍的額定轉(zhuǎn)速2 100 r／min時(shí)，采用Id解析法弱磁控制，由實(shí)驗(yàn)波形可見(jiàn)，實(shí)際d軸電流為－12．7A，和表3中的計(jì)算值相當(dāng)，q軸電流為－5A，相電流峰值為14A，輸出直流電壓仍可穩(wěn)定在40V。

經(jīng)過(guò)在不同轉(zhuǎn)速下的實(shí)驗(yàn)，將實(shí)驗(yàn)得到的弱磁電流值、Id解析法計(jì)算的弱磁電流值以及兩者之間的誤差與轉(zhuǎn)速的關(guān)系繪于圖16中，可見(jiàn)，實(shí)驗(yàn)波形數(shù)據(jù)與解析法理論計(jì)算的弱磁電流數(shù)據(jù)幾乎重合，誤差率在14．3%以內(nèi)，充分驗(yàn)證了Id解析法弱磁控制的正確性和可行性。

圖15 轉(zhuǎn)速分別為700r／min和2 100r／min時(shí)直流側(cè)輸出電壓電機(jī)相電流和d－q軸電流Fig．15 Waveforms of DC voltage，phase current and dqcurrent at speed of 700and 2100r／min

圖16 Id解析法的計(jì)算值和實(shí)驗(yàn)值對(duì)比Fig．16 Comparison of calculated and experimental value of Idanalysis method

4．2 永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)容錯(cuò)控制實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

容錯(cuò)控制實(shí)驗(yàn)波形如圖17～圖19所示，正常工作情況下（圖17），直流輸出電壓為100V，三相電流互差120°對(duì)稱分布，電流峰值為8A。

圖17 正常情況下的直流側(cè)輸出電壓和三相電流Fig．17 Waveforms of DC voltage and three－phase current under normal state

以A相繞組故障為例，當(dāng)A相繞組斷路，不采取補(bǔ)償措施時(shí)（圖18（a）），直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動(dòng)率為14．8%，A相繞組斷路電流為0，正常兩相電流波形接近三角波，且大小相等方向相反，電流的峰值為15A。當(dāng)投入第四橋臂補(bǔ)償時(shí)（圖18（b）），直流側(cè)輸出電壓平均值為100 V，脈動(dòng)率為6．9%，三相橋臂的電流波形為互差120°的正弦波，電流峰值為13A。

圖18 一相繞組斷路情況下的直流側(cè)輸出電壓和三相電流Fig．18 Waveforms of DC voltage and three－phase current under one－phase open－circuit state

圖19 一相繞組短路情況下的直流側(cè)輸出電壓和三相電流Fig．19 Waveforms of DC voltage and three－phase current under one－phase short－circuit state

對(duì)比A相繞組斷路故障補(bǔ)償前后的波形可見(jiàn)，斷路故障補(bǔ)償后的直流側(cè)輸出電壓脈動(dòng)減小，3個(gè)橋臂電流恢復(fù)為正弦波，電流峰值減小，說(shuō)明斷路故障補(bǔ)償后的工作狀態(tài)得到了改善，與理論分析及仿真結(jié)果一致。

當(dāng)A相繞組短路，不采取補(bǔ)償措施時(shí)（圖19（a）），直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動(dòng)率為14．8%，短路相繞組的電流峰值為19A，與額定電流值相當(dāng)，正常兩相電流波形接近三角波，且大小相等方向相反，電流的峰值為15A。當(dāng)投入第四橋臂補(bǔ)償時(shí)（圖19（b）），直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動(dòng)率為6．9%，三相橋臂的電流波形為互差120°的正弦波，電流峰值為13A。

對(duì)比A相繞組短路故障補(bǔ)償前后的波形可見(jiàn)，短路故障補(bǔ)償后的直流側(cè)輸出電壓脈動(dòng)減小，3個(gè)橋臂電流恢復(fù)為正弦波。同時(shí)，對(duì)比短路和斷路故障補(bǔ)償前后的實(shí)驗(yàn)波形也發(fā)現(xiàn)，短路和斷路故障補(bǔ)償前后的實(shí)驗(yàn)波形及數(shù)據(jù)也分別對(duì)應(yīng)相同，這與上文理論分析及MATLAB仿真波形相符。

將實(shí)驗(yàn)中故障不補(bǔ)償和補(bǔ)償情況下的電壓脈動(dòng)列于表4所示，可見(jiàn)發(fā)生一相故障，采取補(bǔ)償后可以有效的降低輸出直流電壓的脈動(dòng)。

此外，實(shí)際實(shí)驗(yàn)采用的是模擬電機(jī)繞組短路和斷路故障，而功率管短路和斷路處理方式與此類似，實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以推廣到功率管故障。以上實(shí)驗(yàn)波形和數(shù)據(jù)充分驗(yàn)證了基于三相四橋臂的容錯(cuò)控制算法的正確性和可行性。

表4 故障不補(bǔ)償和補(bǔ)償下電壓脈動(dòng)對(duì)比Table 4 Comparison of voltage ripple between non－compensation and compensation

5 結(jié) 論

1）本文利用永磁容錯(cuò)電機(jī)大電感的特點(diǎn)提出了簡(jiǎn)單高效的Id解析法弱磁控制算法，推導(dǎo)了弱磁電流計(jì)算解析式，并結(jié)合電壓電流極限圓公式給出了Id解析法弱磁控制的整體框圖，在此控制算法下實(shí)現(xiàn)了電機(jī)三倍額定轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)的恒壓控制，并通過(guò)MATLAB仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該控制算法的正確性和可行性。

2）本文在永磁容錯(cuò)電機(jī)具有磁隔離特點(diǎn)的基礎(chǔ)上，結(jié)合三相四橋臂的容錯(cuò)拓?fù)涮岢隽税l(fā)電系統(tǒng)的容錯(cuò)控制算法，分析了故障前后的空間電壓矢量，表明當(dāng)發(fā)生一相故障后，切除故障相繞組所在的橋臂，投入第四橋臂為中性點(diǎn)電流提供通路并引入第四橋臂的電壓開(kāi)關(guān)量，可以保證故障前后電機(jī)定子磁場(chǎng)為圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)，從而實(shí)現(xiàn)容錯(cuò)控制。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明在該容錯(cuò)控制算法下，故障后的電壓脈動(dòng)在6．9%范圍內(nèi)，滿足容錯(cuò)功能的要求，為后續(xù)系統(tǒng)的性能驗(yàn)證打下了基礎(chǔ)。

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Fault－tolerant internal permanent magnet generation system used in aviation engines

YU Shiyi，HAO Zhenyang＊
College of Automation Engineering，Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，Nanjing 211100，China

High power density，high reliability and high output performance are required by internal power generation system in aviation．Thus，fault－tolerant permanent magnet generation system based on three－phase four－leg circuit topology was proposed．The permanent magnet fault－tolerant motor has the characteristics of large inductance．Idanalysis flux－weakening control method is put forward by improving traditional flux－weakening control algorithm．It is a simple and efficient method．Idcurrent is calculated in real time．The algorithm can realize the constant voltage generation control in a wide speed range（three times of rated speed）by calculating the given flux－weakening current at real－time．Based on the characteristics of magnet isolation，the fault tolerant control of one－phase fault including open－circuit and short－circuit is proposed．Combining with space vector pulse width modulation（SVPWM）algorithm，it means to keep the magnetic fields generated by stator current as circular rotating fields．MATLAB simulation results verify the correctness of the Idanalysis method for the flux－weakening control and fault tolerant control．Finally，a 7．5kW fault－tolerant permanent magnet motor and its control system were tested．The experimental results also validate the Idanalysis method for flux－weakening and the fault tolerant control method，which lays the foundation for the follow－up system performance test．

internal power generation system；Idanalysis method；flux－weakening control；fault－tolerant control；permanent magnet motor

2015－10－12；Revised：2015－12－05；Accepted：2016－01－18；Published online：2016－01－20 14：03

URL：www．cnki．net／kcms／detail／11．1929．V．20160120．1403．004．html

s：National Natural Science Foundation of China（51307081）；Natural Science Foundation of Jiangsu Province（BK2012386）

V242．4；TM351

A

1000－6893（2016）09－2775－13

10．7527／S1000－6893．2016．0025

2015－10－12；退修日期：2015－12－05；錄用日期：2016－01－18；網(wǎng)絡(luò)出版時(shí)間：2016－01－20 14：03

www．cnki．net／kcms／detail／11．1929．V．20160120．1403．004．html

國(guó)家自然科學(xué)基金 （51307081）；江蘇省自然科學(xué)基金 （BK2012386）

＊通訊作者．Tel．：025－84890382 E－mail：zhenyang＿h(yuǎn)ao＠nuaa．edu．cn

余詩(shī)怡，郝振洋．航空發(fā)動(dòng)機(jī)內(nèi)置式永磁容錯(cuò)發(fā)電系統(tǒng)的研究［J］．航空學(xué)報(bào)，2016，37（9）：27752－787．YU S Y，HAO Z Y．Faultt－olerant internal permanent magnet generation system used in aviation engines［J］．Acta Aeronautica et Astronautica Sinica，2016，37（9）：27752－787．

余詩(shī)怡 女，碩士研究生。主要研究方向：電力電子與電力傳動(dòng)。

Tel：025－84890382

E－mail：yushiyi913＠163．com

郝振洋 男，博士，副教授。主要研究方向：電力電子與電力傳動(dòng)。

Tel：025－84890382

E－mail：zhenyang＿h(yuǎn)ao＠nuaa．edu．cn

＊Corresponding author．Tel．：025－84890382 E－mail：zhenyang＿h(yuǎn)ao＠nuaa．edu．cn