三電平ANPC變換器SVPWM優(yōu)化控制方法

胡存剛，　胡軍，　張云雷，　王群京，,3，　陳權(quán)

(1.安徽大學(xué) 電氣工程與自動化學(xué)院,安徽 合肥 230601;2.安徽大學(xué) 工業(yè)節(jié)電與電能質(zhì)量控制協(xié)同創(chuàng)新中心,安徽 合肥 230601；3.教育部電能質(zhì)量工程研究中心，安徽 合肥 230601)

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三電平ANPC變換器SVPWM優(yōu)化控制方法

胡存剛1,2,3，胡軍1，張云雷2，王群京1，2,3，陳權(quán)1,2,3

(1.安徽大學(xué) 電氣工程與自動化學(xué)院,安徽 合肥 230601;2.安徽大學(xué) 工業(yè)節(jié)電與電能質(zhì)量控制協(xié)同創(chuàng)新中心,安徽 合肥 230601；3.教育部電能質(zhì)量工程研究中心，安徽 合肥 230601)

摘要:有源中點鉗位型拓?fù)涫且环N能夠克服傳統(tǒng)的二極管鉗位型和電容鉗位型拓?fù)淙秉c的新型多電平拓?fù)?。在對三電平有源中點鉗位型變換器工作狀態(tài)進行分析的基礎(chǔ)上，對各開關(guān)管通態(tài)損耗和開關(guān)損耗進行了研究；提出一種空間矢量的優(yōu)化控制算法,該算法在維持了空間矢量調(diào)制方法的直流電壓利用率高及有效控制中點電壓平衡等優(yōu)點的同時，有效控制了每相開關(guān)管的損耗分布平衡，防止了熱量的過分堆積，并且降低了傳統(tǒng)有源中點鉗位變換器算法復(fù)雜度，減少對溫度采樣電路數(shù)量的要求；最后搭建了三電平有源中點鉗位型變換器仿真和實驗平臺對控制策略的有效性進行了驗證。

關(guān)鍵詞:三電平變換器; 有源中點鉗位; 損耗平衡; 空間矢量; 中點電壓平衡

0引言

由于對器件耐壓能力要求較低且輸出波形質(zhì)量好，三電平變換器廣泛地使用于高壓大容量場合。其中二極管鉗位型三電平拓?fù)浜唵螌嵱?，控制成熟，是三電平變換器的主要使用形式[1]。然而，由于三電平變換器需要在高壓大容量場合下長期穩(wěn)定運行，需要研究散熱問題來保證變換器工作的可靠性以及使用壽命。三電平變換器的發(fā)熱主要來自開關(guān)器件工作中產(chǎn)生的損耗，對于二極管鉗位型三電平變換器，開關(guān)器件的損耗分布是不平衡的，有些器件損耗高發(fā)熱嚴(yán)重，而另一些器件損耗相對較低，因此影響了三電平變換器容量的提升和使用壽命[2-4]。

為了改善二極管鉗位型三電平變換器損耗分布不平衡的問題，德國學(xué)者T. Bruckner提出了有源中點鉗位型(active neutral point clamped，ANPC)三電平拓?fù)鋄5]，該拓?fù)涫褂每煽氐拈_關(guān)器件來代替鉗位二極管，使三電平變換器輸出零狀態(tài)時有不同的電流通路，通過選擇不同的電流通路可以使通態(tài)損耗與開關(guān)損耗分散在不同的開關(guān)管。合理安排這種冗余零狀態(tài)的使用，可以使原本不平衡的損耗分布盡量平衡分布，為變換器的容量提升以及長期穩(wěn)定運行提供了保證[6-13]。

傳統(tǒng)的ANPC控制方法交替使用幾種不同的冗余零狀態(tài)，借此來防止使用同一種零狀態(tài)造成的損耗堆積。但是這種方法并沒有對損耗的大小以及分布進行具體分析，無法保證開關(guān)管的損耗可以確實地分散開來。為了做到損耗平衡，文獻[7]對ANPC變換器的傳統(tǒng)控制方法進行了改進，改進的ANPC控制方法使得變換器的損耗能夠在各個開關(guān)管之間進行一定的平衡，但是需要對每相六個開關(guān)管的溫度進行采集，而且對于每個輸出狀態(tài)都需要根據(jù)電壓、電流和開關(guān)管之間的溫度關(guān)系來判斷下一個零狀態(tài)的輸出形式，算法較復(fù)雜而且占用了大量的系統(tǒng)資源。

本文基于空間矢量PWM(space vector PWM, SVPWM)，對三電平ANPC變換器的工作原理與工作狀態(tài)進行研究，在控制中點電壓平衡的基礎(chǔ)上，分析了各個輸出狀態(tài)下各個開關(guān)管的通態(tài)損耗和在輸出狀態(tài)之間進行切換時產(chǎn)生的開關(guān)損耗的分布。根據(jù)SVPWM的工作特性，設(shè)定了兩種不同的三電平ANPC變換器控制模式，并且在SVPWM每個周期根據(jù)采集得到的每相三個開關(guān)管的溫度反饋進行一次判斷，決定下一個周期三電平ANPC變換器應(yīng)當(dāng)采用何種控制方法。

論文提出的三電平ANPC變換器SVPWM優(yōu)化算法，對溫度采樣電路的數(shù)量要求是傳統(tǒng)改進型方法的一半，數(shù)量的降低也使判斷方法更加簡單易實現(xiàn)，而且由于每個周期只進行一次冗余零狀態(tài)選擇模式判斷，對控制系統(tǒng)資源的要求也大大降低。最后通過仿真和實驗驗證了控制策略的有效性。

1三電平ANPC及其中點電壓平衡

三電平ANPC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示[5]。ANPC拓?fù)涿肯嘤腥N輸出狀態(tài)，分別為P/O/N，P狀態(tài)與N狀態(tài)的電流通路情況與三電平中點鉗位型拓?fù)湎嗤?。然而O狀態(tài)時，電流流出與電流流入時對應(yīng)的狀態(tài)各增加一條電流通路。O狀態(tài)時電流既可以通過上橋臂S2，S5流入或流出，也可以通過下橋臂S3，S6流入或流出。具體O狀態(tài)時電流是通過上上橋臂還是下上橋臂是可以通過開關(guān)管的開通與關(guān)斷控制的。這種O狀態(tài)的冗余狀態(tài)的加入為損耗在各個開關(guān)管之間的平衡提供了可能。因此，三電平ANPC變換器每相有6種開關(guān)狀態(tài)，如表1所示。

圖1　三電平ANPC變換器拓?fù)銯ig.1　Three-level ANPC converter topology

開關(guān)狀態(tài)S1S2S3S4S5S6相電壓輸出狀態(tài)110001EP0100100OU10101100OU20010010OL11010010OL2001110-EN

中點電壓的均衡問題一直是多電平變換器研究中的重點，若不能保證變換器長時間工作情況下的中點電壓平衡，輸出波形質(zhì)量將受到嚴(yán)重影響，極端情況下甚至出現(xiàn)波形退變。為了保證優(yōu)化控制算法的多電平變換器能夠長期穩(wěn)定地輸出優(yōu)質(zhì)的波形，現(xiàn)對其中點電壓平衡狀況進行分析。

三電平變換器的空間矢量圖如圖2所示，其輸出矢量主要可以分為大矢量、中矢量、小矢量和零矢量[9]。其中大矢量和零矢量不會造成中點電壓的偏移，而不同的中矢量與小矢量會產(chǎn)生不同的中點電流，進而造成中點電壓偏移。令采用三相三線制系統(tǒng)的三電平變換器的三相輸出電流分別為ia(t)、ib(t)、ic(t)，以流出變換器為正方向，中矢量與小矢量產(chǎn)生的中點電流以及對中點電壓的影響分別如表2和表3所示。

圖2　三電平變換器的空間矢量圖Fig.2　Three-level SVPWM space vectors diagram

中矢量iNP(t)ENP(t)PONib(t)升OPNia(t)升NPOic(t)升NOPib(t)升ONPia(t)升PNOic(t)升

其中，iNP(t)為矢量產(chǎn)生的中點電流，ENP(t)為矢量對中點電壓的影響。

根據(jù)表3所示小矢量對中點電壓的不同影響，將其進一步劃分為正小矢量與負(fù)小矢量。當(dāng)電流為正時，正小矢量使中點電壓升高，負(fù)小矢量使中點電壓降低。且正負(fù)小矢量總是成對出現(xiàn)，即某矢量位置重合的兩個小矢量總是一個為正小矢量一個為負(fù)小矢量，且其產(chǎn)生的中點電流大小相等而方向相反。而中矢量則總是使中點電壓升高，其產(chǎn)生的中點電流與最近的兩個負(fù)小矢量有關(guān)。因此通過選擇合適的正負(fù)小矢量控制中點電壓的平衡，由于論文篇幅，在此不再贅述。

表3　小矢量對中點電壓的影響

2三電平ANPC損耗平衡

如表1所示，在不同的開關(guān)狀態(tài)與電流方向下，電流會流過兩個開關(guān)器件并產(chǎn)生導(dǎo)通損耗。由于三電平變換器主要用于高壓大功率應(yīng)用場合，因此論文以IGBT為對象進行研究，IGBT模塊主要由可控IGBT開關(guān)管VT和反并聯(lián)二極管D組成,下面對其通態(tài)損耗和開關(guān)損耗計算公式進行論述[13]。

開關(guān)管通態(tài)損耗Pcond,T的計算公式為

(1)

其中：IT為流過開關(guān)管的電流；v0,T與rT為開關(guān)管在當(dāng)前溫度下的初始飽和壓降與通態(tài)電阻。

二極管的通態(tài)損耗Pcond,D的計算公式為

(2)

其中：ID為流過二極管的電流；v0,D與rD為二極管在當(dāng)前溫度下的初始飽和壓降與通態(tài)電阻。

開關(guān)管的開關(guān)損耗由開通損耗與關(guān)斷損耗組成，計算公式為

(3)

其中：Asw,T、Bsw,T與Csw,T為開關(guān)損耗關(guān)于電流的二次擬合獲得的參數(shù)；Uce為器件實際承受電壓；T為器件實際溫度；Ubase與Tbase分別為測試電壓與測試溫度；Dsw,T與ksw,T分別為電壓修正系數(shù)與溫度修正系數(shù)。

在一個開關(guān)周期內(nèi)，開關(guān)管VT的平均開關(guān)損耗為

Psw,T=fsw，TEsw,T(IT)。

(4)

式中 fsw,T為IGBT開關(guān)管的開關(guān)頻率。

因此開關(guān)管總損耗為

PT=Psw,T+Pcond,T。

(5)

二極管的開通損耗很小，主要的開關(guān)損耗為反向恢復(fù)損耗，計算公式為

(6)

其中：Arec,D、Brec,D與Crec,D為開關(guān)損耗關(guān)于電流的二次擬合獲得的參數(shù)；Drec,D與krec,D分別為電壓修正系數(shù)與溫度修正系數(shù)。

在一個開關(guān)周期內(nèi)，二極管的平均開關(guān)損耗為

Psw,D=fsw,DErec,D(ID)。

(7)

因此二極管的總損耗為

PD=Psw,D+Pcond,D。

(8)

IGBT模塊中開關(guān)管和反并聯(lián)快速恢復(fù)二極管一般都是集成封裝的，因此，各開關(guān)器件Si(i=1,2，…，6)的總損耗為

PSi=PTi+PDi。

(9)

由于三電平ANPC拓?fù)渖舷聵虮弁耆珜ΨQ，因此可以將三電平ANPC一相的六個開關(guān)管按照上下對稱關(guān)系分為三組：第一組(S1，S4)，第二組(S2，S3)，第三組(S5，S6)。由表1可知在輸出狀態(tài)為P或N時，由于電流必定同時經(jīng)過兩個開關(guān)管或兩個二極管，則在各管型號與溫度相同的情況下，通態(tài)損耗是平均分布在第一組與第二組上的。而當(dāng)輸出狀態(tài)為O時，通態(tài)損耗分布在第二組與第三組上，而且根據(jù)輸出電流方向以及開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)的不同，可能第二組上的通態(tài)損耗較高，也可能第三組上的通態(tài)損耗較高，其輸出電流方向與通態(tài)損耗的分布關(guān)系如表4所示。

表4　O狀態(tài)通態(tài)損耗分布

可見對于通態(tài)損耗，ANPC拓?fù)渲荒軐Φ诙M與第三組上的損耗進行非常有限的分布調(diào)整。因此論文主要研究各個開關(guān)管的開關(guān)損耗分布，從而在一定程度上實現(xiàn)器件的損耗分布平衡。

當(dāng)算法在不同輸出狀態(tài)之間進行切換時，造成的開關(guān)損耗分布如表5所示。

表5　切換輸出狀態(tài)時的開關(guān)損耗分布

由表5可知，當(dāng)從P狀態(tài)切換到OU1或OU2狀態(tài)時，開關(guān)損耗集中在第一組與第三組開關(guān)管；P狀態(tài)切換到OL2狀態(tài)時，開關(guān)損耗集中在第二組開關(guān)管。當(dāng)從N狀態(tài)切換到OL1或OL2狀態(tài)時，開關(guān)損耗集中在第一組與第三組開關(guān)管；N狀態(tài)切換到OU2狀態(tài)時，開關(guān)損耗集中在第二組開關(guān)管。當(dāng)變換器在不同的開關(guān)狀態(tài)之間進行切換時，各個開關(guān)管導(dǎo)通時兩端電壓接近零，而關(guān)斷時兩端電壓大小為E，根據(jù)開關(guān)損耗的公式，在開關(guān)管溫度穩(wěn)定的情況下，主要影響開關(guān)損耗大小的還是流過開關(guān)管的電流。

3三電平ANPC變換器SVPWM優(yōu)化控制

3.1控制策略

根據(jù)第2節(jié)分析可知，選擇不同的冗余零狀態(tài)對通態(tài)損耗在三組之間的分配影響較小，論文主要研究在SVPWM調(diào)制方法下開關(guān)損耗的分布實現(xiàn)三電平ANPC變換器的損耗分布平衡。

對于損耗在三組開關(guān)管組內(nèi)的分布，假設(shè)在一個開關(guān)周期內(nèi)各個開關(guān)管的溫度處于穩(wěn)定狀態(tài)，且參考矢量在每個角度作用時間足夠短，故可以忽略分解得到的基本矢量作用時電流的變化。令某時刻輸出狀態(tài)為PON，則180°相位之后，輸出狀態(tài)為NOP，且兩個時刻電流大小相同方向相反。由于P狀態(tài)與N狀態(tài)、OU狀態(tài)與OL狀態(tài)之間開關(guān)損耗與通態(tài)損耗的上下橋臂分布關(guān)系，三組開關(guān)管的各個組內(nèi)的兩管損耗是平均分布的。圖3中J矢量與K矢量為相位相差180°的兩個參考矢量，對應(yīng)的電流矢量分別為I_J與I_K，兩個矢量轉(zhuǎn)換到abc三相坐標(biāo)系下即可得到a相電流。

圖3　相位相差180°的矢量分布Fig.3　Space Vector andits 180° delayed vector

根據(jù)矢量分解圖可知，A大區(qū)與F大區(qū)內(nèi)，a相輸出狀態(tài)為P或O；B大區(qū)與E大區(qū)內(nèi)，a相輸出狀態(tài)為P或O或N；C大區(qū)與D大區(qū)內(nèi)，a相輸出狀態(tài)為N或O；即矢量圖中-90°～90°范圍內(nèi)，A相只有P?O切換，90°～270°范圍內(nèi)只有N?O切換。由于b相與c相均與a相相差120°相位，故與a相分析相類似，只不過對應(yīng)大區(qū)不同。

根據(jù)輸出矢量各相狀態(tài)特性，提出兩種三電平ANPC變換器的冗余零矢量選擇模式。不同模式的開關(guān)管損耗分布比重不同，但應(yīng)當(dāng)盡量平均。以下以a相冗余零狀態(tài)選擇模式為例進行研究。

模式一：

在A大區(qū)中，第二組開關(guān)管(S2，S3)一直會承受通態(tài)損耗，故選擇冗余零矢量OU1來控制損耗平衡，使開關(guān)損耗集中在第一組(S1，S4)與第三組開關(guān)管(S5，S6)。由于D大區(qū)輸出狀態(tài)與A大區(qū)正好成180°對應(yīng)關(guān)系，輸出狀態(tài)相反，電流大小相同方向相反，故D大區(qū)選擇冗余零矢量OL1來對損耗進行平衡。與之相應(yīng)的，在C大區(qū)使用冗余零矢量OL1，在F大區(qū)使用冗余零矢量OU1。

在B大區(qū)中，輸出狀態(tài)有三種，但與180°相位后的矢量即對應(yīng)的E大區(qū)中的矢量的關(guān)系不變，故B大區(qū)中前30°中使用冗余零矢量OU1，后30°中使用冗余零矢量OL1；E大區(qū)與之相反，前30°中使用冗余零矢量OL1，后30°中使用冗余零矢量OU1。使用這種方式可以很大程度的把原本雜亂分布的損耗平均到各個開關(guān)管。在該模式下開關(guān)損耗集中于第一組與第三組開關(guān)管。具體損耗分布如表6所示。

表6　模式一下開關(guān)器件的損耗分布

模式二：

由于模式一開關(guān)損耗主要集中在第一組與第三組開關(guān)管，通態(tài)損耗主要集中在第二組開關(guān)管，故模式二需要將開關(guān)損耗集中到第二組開關(guān)管，通態(tài)損耗集中在第一組與第三組開關(guān)管，-90°～90°范圍內(nèi)，A相采用P?OL2切換，90°～270°范圍內(nèi)采用N?OU2切換，各大區(qū)對應(yīng)的損耗分布狀況如表7所示。

表7　模式二下開關(guān)器件的損耗分布

兩種冗余零狀態(tài)選擇模式中，開關(guān)損耗集中的開關(guān)管有所不同，但在某個模式中，零狀態(tài)的選擇與當(dāng)前輸出矢量位置相關(guān)，故不需要進行過多的判斷來決定下一個零狀態(tài)的選擇，減輕了系統(tǒng)負(fù)擔(dān)和CPU的計算時間。而在每個SVPWM周期開始時，對每相的上半橋臂三個開關(guān)管S1,S2和S5的溫度進行檢測并反饋到控制單元，決定下一個SVPWM周期中冗余零狀態(tài)的選擇應(yīng)當(dāng)遵循模式一還是模式二。當(dāng)?shù)诙M開關(guān)管損耗較高時，應(yīng)當(dāng)選用模式一盡量將開關(guān)損耗分布到第一組與第三組開關(guān)管；而當(dāng)?shù)诙M開關(guān)管損耗較低時，則應(yīng)當(dāng)選用模式二。結(jié)溫平衡控制框圖如圖4所示。

圖4　結(jié)溫平衡控制框圖Fig.4　Diagramof junction temperature balancing control

3.2損耗計算

SVPWM本質(zhì)上可近似等價于注入三次諧波的SPWM方法，這種方法也稱為三次諧波注入PWM[8]。當(dāng)功率因數(shù)角為φ時，三電平ANPC工作在阻感負(fù)載下調(diào)制電壓與負(fù)載電流的相位關(guān)系如圖5所示。

圖5　PWM方法下調(diào)制電壓與負(fù)載電流的相位關(guān)系Fig.5　　　　Phase relationship between modulation voltage　　　 and load current in PWM method

SVPWM方法下等效參考電壓調(diào)制函數(shù)可以表示為

(10)

負(fù)載電流可表示為

iL(α)=IMcos(α-φ)。

(11)

由于上下橋臂完全對稱，因此只需要分析上半橋臂工作時功率器件的損耗情況。

在模式一下：

工作于模式一時，上橋臂開關(guān)器件的損耗分布如表8所示。

表8　模式一上橋臂開關(guān)器件的損耗分布

根據(jù)以上分析，可總結(jié)出上半橋臂各功率器件的損耗計算表達式如下：

(12)

(13)

(14)

(15)

(16)

Psw,T2=0,

(17)

(18)

Prec,D2=0,

(19)

(20)

(21)

(22)

(23)

在模式二下：

工作于模式二時，上橋臂開關(guān)器件的損耗分布如表9所示。

表9　模式二上橋臂開關(guān)器件的損耗分布

根據(jù)以上分析，可總結(jié)出上半橋臂各功率器件的損耗計算表達式如下：

(24)

Psw,T1=0,

(25)

(26)

Prec,D1=0,

(27)

(28)

(29)

(30)

(31)

(32)

Psw,T5=0,

(33)

(34)

Prec,D5=0。

(35)

下橋臂開關(guān)器件與上橋臂開關(guān)器件對稱工作，其損耗公式與以上對應(yīng)的器件計算方法相似。

4仿真與實驗

4.1仿真研究

為了驗證上述方法的可行性，在Matlab/SIMULINK中搭建三電平ANPC變換器仿真模型進行驗證，直流側(cè)電壓取3 600 V，開關(guān)管具體參數(shù)根據(jù)ABB公司5SNG 0250P330300數(shù)據(jù)手冊等資料，三電平ANPC變換器輸出的電能經(jīng)過LC濾波后帶阻感負(fù)載，電阻100 Ω，電感10 mH。采用SVPWM調(diào)制方法，輸出頻率為50 Hz，采樣頻率為1 800 Hz，調(diào)制度為0.9。論文研究了50個開關(guān)周期中功率器件的開關(guān)損耗情況。

當(dāng)三電平ANPC變換器的冗余零狀態(tài)一直使用模式一時，開關(guān)管與二極管損耗分布如圖6所示。

圖6　模式一下開關(guān)器件的損耗分布Fig.6　Loss Distribution under Mod1

其中，開關(guān)管VT1上總損耗為787.2 W，二極管1上的損耗為162.25 W，開關(guān)管VT2上損耗為349.9 W，二極管2上的損耗為172.3 W，開關(guān)管S5上損耗為353.7 W，二極管5上的損耗為218.67 W?？梢?，在模式一下?lián)p耗主要集中在第一組與第三組開關(guān)管，且第一組開關(guān)管損耗要比第三組大。

當(dāng)三電平ANPC變換器的冗余零狀態(tài)一直使用模式二時，三組開關(guān)管及二極管損耗分布如圖7所示。

圖7　模式二下開關(guān)器件的損耗分布Fig.7　Loss Distribution under Mod2

其中，開關(guān)管VT1上總損耗為252.92W，二極管1上的損耗為158.92 W，開關(guān)管VT2上損耗為747.2 W，二極管2上的損耗為400.3 W，開關(guān)管S5上損耗為441.7 W，二極管5上的損耗為8.373 W。可見，在模式二下?lián)p耗主要集中在第二組開關(guān)管。

根據(jù)溫度反饋，采用論文的控制算法，在SVPWM周期開始時確定該周期冗余零狀態(tài)選擇模式情況下三組開關(guān)管及二極管的損耗分布如圖8所示。

圖8　溫度反饋的平衡算法下開關(guān)器件的損耗分布Fig.8　Loss distribution under the optimized strategy

其中，開關(guān)管VT1上總損耗為601.5 W，二極管1上的損耗為162.27 W，開關(guān)管VT2上損耗為502.9 W，二極管2上的損耗為255.4 W，開關(guān)管S5上損耗為390.2 W，二極管5上的損耗為140.1 W。由此可見，與只用模式一或只用模式二相比，根據(jù)溫度反饋切換三電平ANPC變換器的冗余零狀態(tài)選擇模式可以有效實現(xiàn)損耗在不同組開關(guān)管之間的分布平衡。而且根據(jù)上下橋臂的對稱性，本算法也能保證損耗在組內(nèi)開關(guān)管(即上下橋臂對應(yīng)的兩個開關(guān)管)之間的平均分配，進而保證了該相開關(guān)管間損耗的平衡分布。

4.2實驗研究

為了進一步證實論文算法的有效性，在實驗室搭建了基于TMS320F28335 DSP和EPM1270T144I5N CPLD為核心控制器的三電平ANPC實驗平臺。其中溫度采集系統(tǒng)用來測量開關(guān)管結(jié)溫，DSP用來進行采樣和控制計算，將每相的實時輸出狀態(tài)及作用時間傳輸?shù)紺PLD中。而CPLD則通過接收DSP運算得到的結(jié)果而產(chǎn)生相應(yīng)的PWM波，并且CPLD還用來進行I/O口擴展和死區(qū)保護，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖9所示。直流側(cè)電壓200 V，實驗平臺帶100 Ω，10 mH的阻感負(fù)載。變換器采用SVPWM控制，輸出頻率為50 Hz，采樣頻率為1 800 Hz，調(diào)制度為0.9。線電壓輸出波形如圖10所示，中點電壓波形如圖11所示，可見中點電壓平衡得到了有效控制。

圖9　系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.9　System structure diagram

圖10　線電壓實驗波形Fig.10　Waveform of line voltage

圖11　中點電壓實驗波形Fig.11　Neutral point voltage waveform

使用FLIR紅外熱成像儀對單相電路板溫度進行成像，六個開關(guān)管溫度分布如圖12所示。

從圖12可以看出，在使用本文算法控制的三電平ANPC變換器的開關(guān)管損耗主要集中在S1、S2、S3、S4即文中的第一組與第二組開關(guān)管，且損耗在這兩組開關(guān)管中分布較為平均。第三組開關(guān)管S5、S6上損耗分布相對較小，主要原因為三電平ANPC變換器拓?fù)浔旧頉Q定的不可平衡的損耗以及所用負(fù)載的阻抗角。

圖12　單相實驗板開關(guān)管熱成像Fig.12　Thermal Imaging of one phase

實驗結(jié)果表明，各器件的損耗分布及功率器件溫度分布特性與仿真基本一致。實驗驗證了論文提出的控制策略在有效輸出空間矢量調(diào)制波形和控制中點電壓平衡的前提下，可以對三電平ANPC變換器開關(guān)管之間損耗分布進行有效平衡。

5結(jié)論

三電平ANPC變換器通過增加新的零狀態(tài)電流通路，可以對變換器中開關(guān)管的損耗分布進行主動平衡而被越來越多的應(yīng)用于各種場合。本文分析了三電平ANPC變換器的各種工作狀態(tài)的通態(tài)損耗以及在各個工作狀態(tài)之間進行切換時的開關(guān)損耗，在此基礎(chǔ)上提出了一種基于空間矢量的優(yōu)化控制策略。該控制策略在維持空間矢量的高直流電壓利用率和中點電壓平衡的基礎(chǔ)上，對每相的開關(guān)管損耗分布進行了有效平衡，防止了熱量的過分堆積，提高了系統(tǒng)的可靠性和使用壽命，并且降低了現(xiàn)有ANPC算法復(fù)雜度，減少了溫度采樣電路的數(shù)量和降低了CPU的性能要求。最后通過仿真和實驗驗證了論文算法的有效性。

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(編輯：劉素菊)

Optimization control for three-level active neutral-point-clamped converter using SVPWM

HU Cun-gang1,2,3,HU Jun1，ZHANG Yun-lei2，WANG Qun-jing1，2,3,CHEN Quan1,2,3

(1. College of Electrical Engineering and Automation, Anhui University, Hefei 230601,China;2.Collaborative Innovation Center of Industrial Energy-saving and Power Quality Control, Anhui University, Hefei 230601,China;3.Engineering Research Center of Power Quality, Ministry of Education, Hefei 230601,China)

Abstract:Three-level active neutral-point-clamped (ANPC) topology is a novel multi-level topology, which can overcome the disadvantages of diode clamped topology and capacitor clamped topology. The working state of the three-level ANPC converter was analyzed. The conduction loss and switching loss of devices were studied. An optimization control strategy using space vector pulse width modulation (SVPWM) was proposed to balance loss between different devices in a three-level ANPC converter. The optimized strategy can keep the advantage of SVPWM, and balance the neutral-point potential. Compared with traditional control strategy, the control strategy can reduce the complexity of the traditional ANPC converter algorithm and reduce the number of temperature sampling circuit. The simulation and experimental results are provided to verify the effectiveness of the proposed control strategy.

Keywords:three-level converter; active neutral-point-clamped; loss balancing; space vector; neutral-point potential balancing

收稿日期:2015-07-27

基金項目：國家自然科學(xué)基金(51307002)

作者簡介：胡存剛(1978—)，男，博士，副教授，研究方向為多電平變換器、光伏發(fā)電和微電網(wǎng)；

通訊作者:胡存剛

DOI:10.15938/j.emc.2016.06.005

中圖分類號:TM 464

文獻標(biāo)志碼:A

文章編號:1007-449X(2016)06-0032-10

胡軍(1990—)，男，碩士研究生，研究方向為多電平變換器；

張云雷(1986—)，男，碩士，工程師，研究方向為新能源發(fā)電和微電網(wǎng)；

王群京(1960—)，男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為電機及其控制、電能質(zhì)量和新能源微電網(wǎng)；

陳權(quán)(1975—)，男，博士，副教授，研究方向為多電平變換器和電能質(zhì)量。