一種新型的磁懸浮軸承五相六橋臂開關(guān)功率放大器控制策略

劉程子　鄧智泉　曹　鑫　李克翔　周　杰

(1.南京航空航天大學自動化學院　南京　210016 2.南京郵電大學自動化學院　南京　210023)

?

一種新型的磁懸浮軸承五相六橋臂開關(guān)功率放大器控制策略

劉程子1，2鄧智泉1曹鑫1李克翔1周杰1

(1.南京航空航天大學自動化學院南京210016 2.南京郵電大學自動化學院南京210023)

摘要針對磁懸浮軸承系統(tǒng)電流型五相六橋臂開關(guān)功率放大器控制算法復(fù)雜以及各路輸出電流存在耦合的問題，提出一種新型的五相六橋臂開關(guān)功率放大器的解耦控制策略。該方法固定公共橋臂占空比為0.5，以單周期控制的方式，同時控制每路負載線圈電流的周期變量平均值等于給定電流周期變量平均值，實現(xiàn)電流的獨立輸出與解耦控制。推導了該控制方法的數(shù)學模型，并制作了試驗樣機，仿真和實驗結(jié)果均表明，基于該控制方法下的五相六橋臂開關(guān)功率放大器實現(xiàn)了各相的獨立控制，并具有控制簡單、運算量小、響應(yīng)速度快、控制精度高和通用性強的優(yōu)點。

關(guān)鍵詞：磁懸浮軸承開關(guān)功率放大器五相六橋臂單周期控制電流控制

0引言

磁懸浮軸承利用定子與轉(zhuǎn)子間的磁場力實現(xiàn)了轉(zhuǎn)軸的無接觸支承，具有高轉(zhuǎn)速、低損耗、壽命長、維護成本低和無需潤滑等特點，在高速電機、真空設(shè)備、超凈無菌室、機械加工等領(lǐng)域具有無可比擬的優(yōu)勢[1，2]。

五自由度磁懸浮軸承系統(tǒng)的開關(guān)功率放大器系統(tǒng)普遍都需要五路獨立的開關(guān)功率放大器，因其控制系統(tǒng)復(fù)雜、龐大和成本較高，成為制約磁懸浮軸承發(fā)展的關(guān)鍵因素。為了研制低成本、低功耗的磁軸承開關(guān)功率放大器，研究人員對多橋臂的開關(guān)功率放大器開展了各項研究[3-7]。文獻[6]在五橋臂逆變器的基礎(chǔ)上，通過增加一個公共橋臂，提出了五相六橋臂開關(guān)功率放大器電路拓撲，該拓撲與5個全橋功率放大器相比，只需要其3/5數(shù)量的開關(guān)管就能實現(xiàn)對五自由度的控制，提高了開關(guān)功率放大器的集成度，體積變小，成本降低。文獻[7]將五相六橋臂開關(guān)功率放大器運用于渦輪冷卻器的五自由度磁懸浮軸承系統(tǒng)中，實現(xiàn)了5個自由度的懸浮。

然而目前對五相六橋臂開關(guān)功率放大器的研究較少，現(xiàn)有的控制方法也主要借鑒三相四橋臂的控制方式。文獻[8]提出了一種簡化的SVPWM方法，但這類方法空間矢量選擇困難，程序復(fù)雜，運算量大，對控制器有較高要求。文獻[9]提出的基于PID的電流控制方法應(yīng)用于五相六橋臂開關(guān)功率放大器的缺點在于五路PID控制器相互耦合，解耦困難，電流紋波較大。文獻[7，10]采用了最大電流誤差采樣保持控制方法，然而公共橋臂只能對負載電流誤差絕對值最大相進行響應(yīng)，五路電流存在耦合，電流紋波較大。文獻[11]對最大電流誤差采樣方法進行了改進，增加了誤差極性判斷模塊，在一定程度上降低了五路電流的耦合度，然而在系統(tǒng)出現(xiàn)突變時，五路電流的耦合問題仍然存在?，F(xiàn)有的這些方法都較為復(fù)雜，不僅在運算處理中占用大量的DSP芯片資源，還需搭建部分邏輯電路才能最終實現(xiàn)。

單周期控制技術(shù)[12]可以消除每個周期內(nèi)的誤差，使得輸出有效地跟蹤參考信號，具有響應(yīng)速度快、魯棒性好的特點。目前單周期控制的應(yīng)用已涉及到各種領(lǐng)域，如功率因素校正、濾波器、不間斷電源、逆變器等[13-20]。文獻[13，19，20]將單周期控制方法應(yīng)用于三相逆變器/整流器中，實驗證明了單周期方法的簡單與有效性，但單周期控制模型是根據(jù)特定輸入與輸出關(guān)系推導的，僅適用于輸入輸出具有特定關(guān)系的三相逆變器/整流器。由于磁軸承系統(tǒng)開關(guān)功率放大器的前級給定信號由磁懸浮軸承的位移信號決定，其輸入與輸出之間沒有規(guī)律，因此該方法也不適用于磁懸浮軸承五相六橋臂開關(guān)功率放大器。

本文提出了一種新型的磁懸浮軸承五相六橋臂開關(guān)功率放大器的控制策略，固定公共橋臂的占空比為0.5，采用單周期控制的模式，控制每路負載線圈電流的周期變量平均值等于參考電流周期變量平均值。該方法不受負載電流極性的限制，可同時跟蹤各路給定信號的變化，方便地實現(xiàn)五路電流的獨立輸出及解耦控制。該方法運算量小，對控制器的要求不高，實現(xiàn)了全數(shù)字控制，有效提高了控制精度。另外，該方法不受橋臂數(shù)量的限制，通用性強。介紹了五相六橋臂開關(guān)功率放大器的拓撲結(jié)構(gòu)與工作原理；推導了該控制方法的數(shù)學模型，給出了基于公共橋臂固定占空比控制的單周期數(shù)字控制策略；仿真與實驗驗證了該控制方法的正確性與有效性。

1五相六橋臂開關(guān)功率放大器的拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理

磁懸浮軸承閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖如圖1所示，由控制器、開關(guān)功率放大器和位移傳感器組成，磁懸浮軸承通過位移傳感器檢測轉(zhuǎn)子位移信號，經(jīng)數(shù)字控制器運算后得到電流信號，然后在開關(guān)功率放大器的作用下產(chǎn)生繞組電流，使得轉(zhuǎn)子在平衡位置穩(wěn)定懸浮。

圖1　磁懸浮軸承閉環(huán)控制框圖Fig.1　Magnetic bearing closed-loop control system

電流型五相六橋臂開關(guān)功率放大器主功率電路如圖2所示，圖中N為公共橋臂，A、B、C、D、E為五路負載橋臂，五相電感負載La、Lb、Lc、Ld、Le通過中線與公共橋臂N相連，實現(xiàn)五路電流的獨立輸出。

圖2　五相六橋臂主功率電路Fig.2　Power circuit of six-leg switching power amplifier

電路正常工作時，公共橋臂的開關(guān)管需分別配合五路負載橋臂進行導通和關(guān)斷，使得繞組線圈中的電流跟蹤給定電流，以產(chǎn)生懸浮力實現(xiàn)對各自由度的控制。

2五相六橋臂開關(guān)功率放大器控制數(shù)學模型

本文采用單周期控制的方式，提出了一種五相六橋臂開關(guān)功率放大器的數(shù)字控制方法。該控制思想為：假定在k周期內(nèi)的參考電流為iref，在單周期控制方式下，分別控制五路負載輸出電流的周期平均值等于參考電流iref，使得五路輸出電流跟蹤上五路給定電流。

為了解決五路負載橋臂輸出電流耦合的問題，該方法固定公共橋臂開關(guān)管的占空比為0.5，通過采樣每路輸出電流的周期平均值以及給定電流周期平均值，計算各橋臂開關(guān)管的開關(guān)量，實現(xiàn)五相六橋臂開關(guān)功率放大器的控制。由于公共橋臂占空比固定為0.5，它可以同時兼顧五路不同極性電流的變化，能夠?qū)崿F(xiàn)五路電流的完全解耦控制；該方法采用直接跟蹤周期電流變量的模式，響應(yīng)速度快，同時無需對公共橋臂進行單獨的算法控制，控制簡單，極大地縮短了控制器的運算時間。

在實際運行中，由于每路工作原理都相同，因此以A相為例進行推導分析。圖3為A相負載橋臂與公共橋臂的電路拓撲結(jié)構(gòu)。A相橋臂的上下開關(guān)管分別為Mua、Mda，占空比為d，上下管互補導通；公共橋臂N的上下開關(guān)管分別為Mun、Mdn，占空比為0.5，上下管互補導通。

圖3　A相負載橋臂與公共橋臂的電路拓撲結(jié)構(gòu)Fig.3　Power circuit of switching power amplifier with A and N legs

定義電流周期變量為Δi(k)，根據(jù)Δi(k)的極性，本文分別對電流周期的變量Δi(k)≥0與Δi(k)<0兩種情況進行推導分析。

2.1周期變量Δi(k)≥0

分析電流增量Δi(k)≥0時工作的數(shù)學模型，電流波形圖如圖4a所示。

1)0～t1時刻

Mua、Mun導通，Mda、Mdn關(guān)斷，輸出電壓近似為零，負載線圈電流處于續(xù)流狀態(tài)，則Δi1為零。

2)t1～t2時刻

到了t1時刻，A相橋臂的上下開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，Mua關(guān)斷，Mun導通，電感電流處于增長狀態(tài)，則t1～t2之間電感電流的增量方程為

(1)

3)t2～t3時刻

到了t2時刻，Mua關(guān)斷，Mda導通，負載線圈電流處于續(xù)流狀態(tài)，在t2～t3之間認為負載電流近似為常數(shù)，則Δi3為零。

圖4　五相六橋臂控制波形Fig.4　Waveform of control for five-phase six-leg switching

4)t3～t4時刻

到了t3時刻，公共橋臂的上下開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，Mun導通，Mdn關(guān)斷，電感電流處于增長狀態(tài)，則t3～t4之間電感電流的增量方程為

(2)

3)t4～t5時刻

到了t4時刻，Mua導通，Mun導通，負載線圈電流處于續(xù)流狀態(tài)，在t4～t5之間認為負載電流近似為常數(shù)，則Δi5為零。

所以在一個開關(guān)周期，電感電流的增量方程為

(3)

則可推導出在k時刻的PWM控制周期的占空比公式為

(4)

2.2周期變量Δi(k)<0

分析電流增量Δi(k)<0時工作的數(shù)學模型，電流波形圖如圖4b所示。

1)0～t1時刻

Mua、Mun導通，Mda、Mdn關(guān)斷，輸出電壓近似為零，負載線圈電流處于續(xù)流狀態(tài)，在此期間認為負載電流近似為常數(shù)，則Δi1為零。

2)t1～t2時刻

到了t1時刻，公共橋臂上下開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，Mun關(guān)斷，Mdn導通，電感電流處于減小狀態(tài)，則t2～t3之間電感電流的增量方程為

(5)

3)t2～t3時刻

Mua關(guān)斷，Mun關(guān)斷，負載線圈電流處于續(xù)流狀態(tài)，在t2～t3之間認為負載電流近似為常數(shù)，則Δi3為零。

4)t3～t4時刻

到了t1時刻，A相橋臂上下開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，Mua導通，Mda關(guān)斷，電感電流處于減小狀態(tài)，則t3～t4之間電感電流的增量方程為

(6)

5)t4～t5時刻

Mua導通，Mun導通，負載線圈電流處于續(xù)流狀態(tài)，在t4～t5之間認為負載電流近似為常數(shù)，則Δi5為零。

所以在一個開關(guān)周期，電感電流的增量方程為

Δi=Δi1+Δi2+Δi3+Δi4+Δi5

(7)

則可推導出在k時刻的PWM控制周期的占空比公式為

(8)

式(4)與式(8)相同，也就意味著不論負載電流極性如何，該占空比公式都能同時滿足不同負載電流的極性變化。

由圖4可知，在一個開關(guān)周期內(nèi)

Δi=Δi2+Δi4=i1-i0

(9)

式中，i0為周期內(nèi)輸出電流的初始值；i1為周期內(nèi)輸出電流的終值。

要使每個周期的輸出電流跟蹤上給定電流，則周期電流的平均值iav要等于給定電流平均值iref。

在一個周期內(nèi)，周期電流的平均值為

(10)

且iav=iref。

則可推導出

Δi=2(iref-i0)

(11)

將式(11)代入式(4)和式(8)，可得到最終的負載橋臂占空比公式為

(12)

在實際電路中，只要采樣周期給定電流的平均值、輸出電流的初始值和母線電壓平均值，就可以計算各路負載橋臂的占空比，從而使得每個周期的輸出電流跟蹤上給定電流，實現(xiàn)五路輸出電流獨立控制。該控制方法下，其五路輸出電流不受公共橋臂開關(guān)狀態(tài)的限制，電流變化不存在相互制約，能夠?qū)崿F(xiàn)五路輸出電流的完全解耦控制。

3仿真驗證

為了驗證控制算法的正確性，在Matlab環(huán)境下搭建了系統(tǒng)的仿真模型，對控制算法進行了仿真驗證，開關(guān)功率放大器負載是感性負載，仿真中五路負載和實驗給定負載保持一致。

3.1階躍響應(yīng)

由于磁軸承的起浮波形類似于階躍響應(yīng)，因此對其階躍響應(yīng)特性開展分析。在實際起浮實驗中，起浮電流接近3 A，設(shè)定階躍波幅值為3 A。以A相為例，圖5為A相的階躍響應(yīng)波形圖，其中ia1、ia2分別為母線電壓為20 V和40 V時的輸出電流，在階躍響應(yīng)后，輸出電流快速跟蹤上了給定電流ira。由圖5可看出，響應(yīng)速度受到母線電壓的影響，母線電壓越大，上升速度越快，到了穩(wěn)態(tài)之后，幾乎沒有穩(wěn)態(tài)誤差。

圖5　不同母線電壓條件下的階躍響應(yīng)仿真波形Fig.5　Step responses for different Udc simulation waveform

3.2正弦電流仿真波形

五路正弦電流給定仿真參數(shù)為：母線電壓為80 V，五路給定電流參數(shù)如表1所示。

表1　不對稱五路正弦電流參數(shù)

圖6為輸出的五路非對稱正弦電流的仿真結(jié)果，從圖中可知，五路輸出電流ia、ib、ic、id、ie都能跟蹤上各自給定電流，無明顯失真與相位滯后。圖7為A相輸出電流及局部放大圖，ira為A相給定電流，ia為A相輸出電流，輸出電流較好地跟蹤上給定電流。

圖6　五路不對稱正弦電流輸出Fig.6　Five-phase asymmetric sinusoidal currents simulation waveform

圖7　A相正弦電流輸出Fig.7　A phase currents simulation waveform

為了進一步驗證該控制方法的特性，在相同的電流采樣頻率下，在五路輸入電流為非對稱正弦電流的條件下，功率放大器穩(wěn)態(tài)工作于0.1～0.6 ms時間段內(nèi)測得各橋臂的開關(guān)頻率固定，與采樣頻率一致，為20 kHz。

對于開關(guān)功率放大器，其中一個重要的指標是輸出電流的總諧波失真值(Total Harmonic Distortion，THD)，在表1五路不對稱正弦輸入條件下，五路輸出電流的THD值見表2，其中E相電流輸出FFT分析結(jié)果如圖8所示，可見在該控制方法下的五路電流輸出都具有較小的THD值。

表2　各輸出電流總諧波失真THD

圖8　E相輸出電流FFT分析結(jié)果Fig.8　FFT analysis simulation of E phase output currents

3.3信號突變

文獻[7，10，11]中采用的最大電流誤差判定的方法，各路電流控制之間存在耦合關(guān)系，一路電流突變，其余幾路電流將會受到影響，導致其余輸出電流無法跟蹤上給定電流。因此為了進一步分析本文方法對五路電流的解耦控制特性，將E相給定電流改為方波信號，在方波信號階躍時，視為該路信號突變，分析突變時刻對其余四路正弦信號的影響。

從圖9中可看出，在t為0.01 s時，E相電流突變，從局部圖可看出，此時，其余四相的輸出電流仍非常準確的跟蹤給定電流，沒有因為E相的電流突變而產(chǎn)生信號缺失的現(xiàn)象?？梢娫诒疚牡目刂品绞较拢迓冯娏髂軐崿F(xiàn)完全的解耦控制。

圖9　E相電流突變輸出電流波形Fig.9　Saltation signal of E phase currents simulation waveform

4實驗結(jié)果

為進一步驗證上述理論分析的正確性，本文構(gòu)建了一臺電流型五相六橋臂開關(guān)功率放大器實驗樣機，控制器與主功率電路如圖10所示，所控制的五自由度磁懸浮軸承系統(tǒng)如圖11所示。

圖10　五相六橋臂功率電路及數(shù)字控制器Fig.10　Prototype of five-phase six-leg switching power amplifier and digital controller

圖11　五自由度磁懸浮軸承系統(tǒng)樣機Fig.11　Prototype of 5-DOF magnetic bearing

實驗中直流輸入電壓為20 V，采樣頻率為40 kHz。

4.1階躍響應(yīng)實驗

以A相為例，分析本文控制方法下的五相六橋臂開關(guān)功率放大器的階躍特性。

圖12中，ia1與ia2分別為母線電壓為20 V和15 V時的輸出電流波形，從圖中可看出，ia2的響應(yīng)速度更快，在2.6 ms內(nèi)快速上升到穩(wěn)定狀態(tài)，而ia1則需要3.5 ms上升到穩(wěn)定狀態(tài)，可見母線電壓越高，電流的上升速度就越快。

圖12　A相階躍響應(yīng)電流波形Fig.12　Step responses currents of A-phase waveform

4.2五路正弦電流給定實驗

五路正弦電流參數(shù)如表3所示。

表3　不對稱五路正弦電流參數(shù)

圖13為五路不對稱正弦給定電流與輸出電流的實驗波形。在不對稱給定電流的條件下，五相六橋臂開關(guān)功率放大器實現(xiàn)了五路電流的獨立輸出，輸出電流均能很好地跟蹤各自給定信號，各電流失真較小。

圖13　五路不對稱電流輸入與輸出波形Fig.13　Five asymmetric sinusoidal currents waveform

為進一步分析控制方法的性能，本文對輸出電流與開關(guān)管信號進行分析。圖14為不對稱正弦電流條件下，A相給定電流與跟蹤電流的波形放大圖，其中da為A相橋臂的開關(guān)管信號Mua波形，dn為公共橋臂的開關(guān)管Mun信號波形，dn的占空比為0.5。從圖中可知，在t1時間段內(nèi)，Mua與Mun同時導通，則電流呈續(xù)流狀態(tài)；在t2時間段內(nèi)，Mua導通，Mun關(guān)斷，則電流處在增長狀態(tài)；在t3時間段內(nèi)，Mua與Mun同時關(guān)斷，則電流呈續(xù)流狀態(tài)，與理論推導結(jié)論一致。

圖14　A相輸出電流紋波圖Fig.14　Ripple of the output current of A phase waveform

通過功率分析儀直接測定了五路不對稱輸出電流的THD值，具體測試數(shù)值如表4所示。

表4　各輸出電流總諧波失真THD

可見在不同頻率、不同相位、不同幅值的給定電流下，在本文控制方法下的五相六橋臂開關(guān)功率放大器具有快速電流響應(yīng)速度，無明顯電流失真及相位滯后情況，且電流紋波小，在不對稱負載下各相輸出電流正弦度均可達到滿意的效果。

4.3信號突變實驗

給定A相電流為頻率為200 Hz、幅值為1 A、占空比為50%的方波電流，其余四相參數(shù)見表3。在方波信號上升沿與下降沿的時刻，可視為信號突變。從圖15中可看出，不論是正弦信號給定還是方波信號給定，輸出電流都能快速跟蹤上給定電流，幾乎沒有穩(wěn)態(tài)誤差。在方波的上升沿與下降沿的時刻，B、C、D、E相電流沒有因為A相的電流信號突變而受到擾動，仍保持良好的跟蹤性能，說明五相電流的輸出是完全獨立的，在該方法下實現(xiàn)了完全解耦控制。

圖15　A相信號突變電流波形Fig.15　Saltation signal of A phase currents waveform

5結(jié)論

本文研究了一種新型的磁懸浮軸承系統(tǒng)的五相六橋臂開關(guān)功率放大器的數(shù)字控制方法。該方法無需對公共橋臂單獨控制，通過固定公共橋臂的開關(guān)信號的占空比為0.5，根據(jù)周期變量的平均值，計算每個負載橋臂的開關(guān)信號占空比，同時控制負載中的電流跟蹤各自給定信號的變化。推導出該控制方法的數(shù)學模型，并給出了實現(xiàn)方法，制作一臺實驗樣機，仿真和實驗結(jié)果驗證了該解耦控制方法的有效性，該控制方法具有如下優(yōu)點：

1)能夠?qū)崿F(xiàn)五路電流之間的完全解耦控制，響應(yīng)速度快，控制準確度高。

2)控制簡單，運算量小，數(shù)字控制易實現(xiàn)。

3)通用性強，可用于控制具有公共橋臂的n橋臂開關(guān)功率放大器。

參考文獻

[1]McMullen P T，Huynh C S，Hayes R J.Combination radial-axial magnetic bearing[C]//Seventh International Symposium on Magnetic Bearings，ETH Zurich，2000：473-478.

[2]Schweitzer G，Bleuler H，Traxler A.Active magnetic bearings[M].ETH Zurich：Hochschulverlag AG an der ETH Zurich，1994.

[3]Williams R D，Keith F J，Allaire P E.Digital control of active magnetic bearings[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，1990，37(1)：19-27.

[4]Carabelli S，Maddaleno F，Muzzarelli M.High-efficiency linear power amplifier for active magnetic bearings[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2000，47(1)：17-24.

[5]Fang Jiancheng，Ren Yuan.Self-adaptive phase-lead compensation based on unsymmetrical current sampling resistance network for magnetic bearing switching power amplifiers[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2012，59(2)：1218-1227.

[6]李祥生.多橋臂磁軸承開關(guān)功率放大器關(guān)鍵技術(shù)研究[D].南京：南京航空航天大學，2010.

[7]Liu Chengzi，Deng Zhiquan，Hua Chun，et al.Design and implementation of a five-phase six-leg switching power amplifier for five degrees of freedom magnetic levitation bearing system[C]//2013 8th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications，Melbourne，2013：1254-1258.

[8]Li Xiangsheng，Zhiquan Deng，Chen Zhida，et al.Analysis and simplification of three-dimensional space vector PWM for three-phase four-leg inverters[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58(2)：450-464.

[9]李祥生，鄧智泉，陳志達，等.電流型四橋臂開關(guān)功放控制方法[J].電工技術(shù)學報，2011，26(2)：156-164.

Li Xiangsheng，Deng Zhiquan，Chen Zhida，et al.Study on a control method of current mode four-leg switching power amplifier[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2011，26(2)：156-164.

[10]阮新波，嚴仰光.四橋臂三相逆變器的控制策略[J].電工技術(shù)學報，2000，15(1)：61-64.

Ruan Xinbo，Yan Yangguang.The control strategy for three-phase Inverter with four bridge legs[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2000，15(1)：61-64.

[11]費清照，鄧智泉，王曉琳，等.適用于磁懸浮軸承的新型五相六橋臂開關(guān)功放控制策略[J].中國電機工程學報，2012，32(9)：124-131.

Fei Qingzhao，Deng Zhiquan，Wang Xiaolin，et al.A control strategy of novel five-phase six-leg switching power amplifiers applied in magnetic levitation bearing systems[J].Proceedings of the CSEE，2012，32(9)：124-13l.

[12]Smedley K M，Cuk S.One-cycle control of switching converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1995，10(6)：625-633.

[13]Qian Chongming，Jin Taotao，Smedley K M.One-cycle control of three-phase active power filter with vector operation[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2004，51(2)：455-463.

[14]Smith K M，Lai Z，Smedley K M.A new PWM controller with one-cycle response[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1999，14(1)：142-150.

[15]Lai Z，Smedley K M.A new extension of one-cycle control and its application to switching power amplifiers[J].IEEE Transactions on Power Electronics，1996，11(1)：99-105.

[16]Chatterjee K，Ghodke D V，Chandra A，et al.Modified one-cycle controlled load compensator[J].IET Power Electron，2011，4(4)：481-490.

[17]Ghodke D V，Chatterjee K，F(xiàn)ernandes B G.Modified one-cycle controlled bidirectional high-power-factor ac-to-dc converter[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55(6)：2459-2472.

[18]Sreeraj E S，Chatterjee K，Bandyopadhyay S.One cycle controlled single-stage，single-phase voltage sensor-less grid-connected PV system[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2013，60(3)：1216-1224.

[19]Chen Y，Smedley K M.One-cycle-controlled three-phase grid-connected inverters and their parallel operation[J].IEEE Transactions on Industry Applications，2008，44(2)：663-671.

[20]Bento A A M，Vieira P K P，Silva E R C D.Application of the one-cycle control technique to a three-phase three-level NPC rectifier[J].IEEE Transactions on Industry Applications，2014，50(2)：1177-1184.

作者簡介

劉程子女，1984年生，講師，研究方向為混合型磁懸浮軸承結(jié)構(gòu)設(shè)計及控制策略研究。

E-mail：orangelcz@qq.com(通信作者)

鄧智泉男，1969年生，教授，博士生導師，研究方向為無軸承電機、高速電機和交流電機控制。

E-mail：dzq@nuaa.edu.cn

A Novel Control of Five-Phase Six-Leg Switching Power Amplifier in Magnetic Levitating Bearing System

Liu Chengzi1，2Deng Zhiquan1Cao Xin1Li Kexiang1Zhou Jie1

(1.College of AutomationNanjing University of Aeronautics and AstronauticNanjing210016China 2.College of AutomationNanjing University of Posts and TelecommunicationsNanjing210023China)

AbstractThe traditional current control algorithm for the five-phase six-leg switching power amplifier in the magnetic levitating bearing system is complicated and different phase currents are intercoupling. To address this problem, a novel decoupling control strategy is proposed in this paper. This method sets the duty cycle of the neutral leg as 0.5, which ensures that the average current of each phase is equal to the reference in each control cycle and realizes the independent and decoupling control for the output currents. The mathematic model of the system is built, and the prototype is constructed to test this method. Both the simulation and experimental results have demonstrated that the five-phase six-leg output currents can be controlled independently. The proposed method has the advantages of easy control, less computation, quick dynamic response, high accuracy, and strong universality.

Keywords：Magnetic levitation bearing，switching power amplifier，five-phase six-leg，one-cycle control，current control

中圖分類號：TM135；TM153

南京郵電大學引進人才科研啟動基金(NY215049)和國家自然科學基金(51477074)資助項目。

收稿日期2015-03-17改稿日期2015-05-25