模塊化多電平換流器閥段運行試驗方法研究

許 彬, 王 平, 李子欣, 孫小平, 楊曉平

(1. 中國科學院電力電子與電氣驅(qū)動重點實驗室，中國科學院電工研究所, 北京 100190;2. 中國科學院大學, 北京 100049; 3. 西安西電電力系統(tǒng)有限公司, 陜西 西安 710065)

模塊化多電平換流器閥段運行試驗方法研究

許 彬1,2, 王 平1, 李子欣1, 孫小平3, 楊曉平3

(1. 中國科學院電力電子與電氣驅(qū)動重點實驗室，中國科學院電工研究所, 北京 100190;2. 中國科學院大學, 北京 100049; 3. 西安西電電力系統(tǒng)有限公司, 陜西 西安 710065)

本文研究了現(xiàn)有的柔性直流輸電系統(tǒng)中模塊化多電平換流器的閥段運行試驗方法。分析了死區(qū)效應產(chǎn)生的影響，并基于此給出了閥段的調(diào)制電壓幅值和相位的計算方法。分析了運行試驗回路中二倍頻電流的成因，推導了其幅值大小的計算方法，提出了二倍頻電流分量的控制方法并通過了試驗驗證。

模塊化多電平換流器; 運行試驗方法; 二倍頻電流; 控制方法

1 引言

基于模塊化多電平換流器(Modular Multi-level Converter，MMC)的電壓源型換流器高壓直流輸電(Voltage Sourced Converter HVDC，VSC-HVDC)技術，克服了傳統(tǒng)兩電平、三電平技術面臨的開關損耗高、諧波含量大及不適合應用于高壓大容量場合的難題，具有模塊化程度高易擴容、有功無功功率獨立控制、可無源供電等獨特優(yōu)勢，成為未來智能電網(wǎng)構建和改革的重要解決方案[1-7]。

MMC在正式投運前需要進行型式試驗，主要包括絕緣試驗和運行試驗。其中運行試驗主要是考察功率器件在長期實際工況下對電壓、電流及熱等關鍵應力的耐受能力。換流閥運行試驗的試驗項目包括最大負載運行試驗、最大暫態(tài)過負荷運行試驗、最小直流電壓試驗、閥短路電流試驗、閥過電流關斷試驗、故障旁路試驗和閥電磁干擾試驗[8]，其主要的研究熱點在于MMC換流閥運行試驗的電路設計和控制保護策略。

針對MMC換流閥運行試驗的關鍵技術，國內(nèi)外已有一些相關的研究。文獻[9]研究了閥段運行試驗的等效試驗機理和等效試驗方法；IEC 62501制定了閥段運行試驗的相關標準，但沒有給出明確的運行試驗電路結構[10]；文獻[11]提出了一種單個功率模塊的運行試驗裝置和控制方法；文獻[12]提出了一種閥段運行試驗的電路結構并研究了其等效數(shù)學模型，基于此給出了設計系統(tǒng)參數(shù)的方法；文獻[13]研究了閥段運行試驗中基頻和直流電流分量大小的控制方法，并通過試驗驗證；文獻[14]提出了一種改進的閥段運行試驗裝置，并提出了一種回路電流的閉環(huán)控制策略。

本文在文獻[13]研究的運行試驗中基頻和直流電流分量的控制方法基礎之上，提出了一種二倍頻電流分量的控制方法，從而實現(xiàn)了同時控制運行試驗中基頻交流分量、直流分量和二倍頻交流分量的目的，并在所搭建的閥段運行試驗平臺中驗證了該方法的效果。

2 MMC運行特性

MMC的電路拓撲結構如圖1所示。其由六個結構相同的橋臂組成，每個橋臂由n個功率模塊和一個電抗器L串聯(lián)組成。功率模塊由一個電容、兩個IGBT和兩個分別與IGBT反并聯(lián)的二極管組成，稱若干個功率模塊級聯(lián)而成的結構為一個閥段。功率模塊及閥段的結構如圖1中虛線框內(nèi)所示。

圖1 MMC的電路拓撲結構Fig.1 Topology structure of MMC converter

MMC工作時，每個功率模塊有投入、切除和閉鎖三種工作狀態(tài)。通過特定的調(diào)制方法和電容均壓策略[15-17]，控制每個橋臂輸出直流偏置相同、相位不同的正弦電壓波形。在MMC穩(wěn)態(tài)運行時，直流母線電壓Udc、交流輸出相電壓uac(t)、上橋臂電壓up(t)、下橋臂電壓uq(t)應滿足如下電壓關系：

(1)

在MMC穩(wěn)態(tài)運行時，直流母線電流Idc、交流側電流iac(t)、上橋臂電流ip(t)、下橋臂電流iq(t)應滿足如下電流關系：

(2)

綜上所述，換流器實際工況下橋臂電壓由多個功率模塊電容電壓疊加而成，為帶有直流偏置的正弦電壓波形；橋臂電流為帶有直流偏置的正弦電流波形。閥段運行試驗的目的在于等效產(chǎn)生MMC實際工況下的電壓、電流和熱應力，以檢驗功率模塊在實際工況下的性能。

3 MMC閥段運行試驗方法研究

閥段運行試驗所采用的電路結構如圖2所示。其一次電路主要由陪試閥段、被試閥段、補能系統(tǒng)和負載電感組成，每個閥段均由n個功率模塊級聯(lián)組成。補能系統(tǒng)由三相電網(wǎng)、調(diào)壓器、多繞組變壓器和二極管不控整流橋構成，用于補充運行試驗過程中功率模塊電容上的有功損耗。

圖2 閥段運行試驗電路結構Fig.2 Circuit structure of existing operational test method

所有功率模塊的電容充電至額定電壓后，控制陪試閥段輸出電壓u1(t)、被試閥段輸出電壓u2(t)具有相同的直流分量和不同的交流分量，則負載電感L上流過的電流為帶有直流偏置的正弦電流。定義圖2中的電壓、電流表達式如下：

(3)

由文獻[13]的推導可知，回路中產(chǎn)生的直流電流Idc、基頻交流電流有效值I50Hz與陪試閥段基頻交流參考電壓的有效值U1、被試閥段基頻交流參考電壓的有效值U2、參考電壓的相角差δ滿足如下關系：

(4)

式中，Udc為閥段的n個功率模塊全部投入時輸出的直流電壓；L為負載電感的值。

定義陪試閥段充電功率P1(t)和被試閥段的充電功率P2(t)為：

(5)

充電功率引起的陪試閥段總能量波動ΔW1(t)及被試閥段總能量波動ΔW2(t)為：

(6)

設一個閥段所有功率模塊電容儲存的總能量為W(t)，所儲能量的直流分量為Wdc，所儲能量的波動分量為ΔW(t)，則有

(7)

式中,UCref為模塊電容電壓的額定值；n為閥段所包含的功率模塊個數(shù)。在實際的運行試驗中由于使用一定的均壓策略，使功率模塊電容電壓波動一般控制在±10%之內(nèi)，且認為一個閥段內(nèi)的所有功率模塊電容電壓的變化規(guī)律一致，因此可得功率模塊電容電壓的時域表達式如下：

(8)

由式(6)可知，ΔW(t)中包含基頻和二倍頻分量，因此在功率模塊電容電壓上也必定含有基頻和二倍頻的紋波，回路中存在二倍頻電流。定義陪試閥段和被試閥段功率模塊的開關函數(shù)分別為F1(t)和F2(t)，陪試閥段和被試閥段輸出電壓調(diào)制比為m1和m2，則有如下關系式存在：

(9)

閥段輸出的電壓是由每個功率模塊輸出的電壓疊加而成，可以利用每個功率模塊電容電壓與開關函數(shù)的乘積表示。在實際運行中，由于投入的功率模塊數(shù)較少，IGBT死區(qū)效應產(chǎn)生的不利影響也相對明顯。以7電平調(diào)制為例，仿真分析基波幅值損失率和相角偏移隨電壓調(diào)制度的變化關系，結果如圖3所示。

圖3 死區(qū)產(chǎn)生的不利影響隨電壓調(diào)制度的變化關系Fig.3 Relationship between dead time effect and voltage modulation ratio

由圖3可知，在模塊數(shù)一定的情況下，死區(qū)效應的不利影響會隨著電壓調(diào)制度的升高而減小，因此可以采用提高電壓調(diào)制度的方法來減小死區(qū)效應產(chǎn)生的不利影響。

為了同時降低死區(qū)效應對陪試閥段和被試閥段產(chǎn)生的不利影響，設置其具有相同的基頻電壓調(diào)制度，對應的參考電壓有效值為U，且U應盡可能地增大。由式(4)可知，通過改變U和δ可以控制回路中電流的交直流分量大小。但在實際的運行試驗中，δ的取值并非是任意的。若δ的取值較大，則兩閥段投入模塊個數(shù)偏差較大，電感上瞬時電流峰值很大，功率模塊電容電壓波動過大，容易使系統(tǒng)崩潰；若δ的取值很小，則兩閥段投入模塊個數(shù)偏差很小，電感兩端的電壓差主要是由兩側功率模塊電容電壓波動的差值和死區(qū)效應而形成的，這樣使得系統(tǒng)振蕩不穩(wěn)定。

綜上，為使運行試驗安全穩(wěn)定，應使陪試閥段和被試閥段具有相同(或相近)且盡可能大的調(diào)制度，相角差δ不能過大或過小。在滿足以上兩個條件(m1=m2=m且5°<δ<15°)的前提下，利用式(8)和式(9)計算陪試閥段輸出電壓u1(t)和被試閥段輸出電壓u2(t)：

(10)

式中,Pdc為直流功率；k為電流調(diào)制度；ω為工頻角頻率；D1(2ωt)、E1(ωt)、D2(2ωt)、E2(ωt)、k的表達式如下：

(11)

分析式(10)可知，陪試閥段和被試閥段輸出的電壓可認為由兩部分組成：①理想情況下，功率模塊無電容電壓波動時輸出的電壓值，記作uref1(t)和uref2(t)；②由于電容電壓波動和調(diào)制所引起的輸出電壓偏差值，記為uΔ1和uΔ2。展開式(10)，得到uΔ1和uΔ2的表達式如下：

(12)

在區(qū)間(0,δ)上利用微分中值定理可近似求出電感L兩端的電壓uL的表達式，其主要包含基頻電壓uL50Hz(t)、二倍頻電壓uL100Hz(t)，表達式如下：

(13)

由于功率模塊電容電壓波動一般控制在±10%之內(nèi)，因此電容電壓紋波對輸出的基頻電壓的幅值、相位偏移影響較小，故可近似認為θ≈π-δ/2。因此式(13)可以化簡為：

(14)

由此可以求出由于電容電壓波動和調(diào)制策略而產(chǎn)生的二倍頻電流的幅值IM100Hz約為：

(15)

以初相為零的正弦函數(shù)代表的相量為橫軸的正方向，畫出回路中各電壓、電流的相量圖，如圖4所示。

圖4 電壓和電流關系相量圖Fig.4 Phasor diagram of voltage and current

綜上，在運行試驗過程中，功率模塊電容電壓除直流分量外，還主要存在基頻和二倍頻的紋波，使電感兩端產(chǎn)生了二倍頻的電壓，回路中產(chǎn)生了二倍頻電流。因此，若在調(diào)制過程中注入二倍頻參考電壓，使其在電感兩端產(chǎn)生的二倍頻電壓與圖4中UL100Hz方向相同，則可以增大回路中的二倍頻電流；若使其在電感兩端產(chǎn)生的二倍頻電壓與UL100Hz方向相反，幅值大小滿足式(15)，則可使二倍頻電流減小。此外，由于參考電壓改變將衍生出新的諧波，為減小這一不利影響，選擇受到二極管不控整流橋電壓嵌位的陪試閥段，其電容電壓波動較小，在其參考電壓中注入二倍頻參考電壓，被試閥段參考電壓保持不變，以產(chǎn)生所需的電感兩端的二倍頻電壓?，F(xiàn)給出陪試閥段和被試閥段電壓參考值的取值方法如下：

(16)

式中，Idc為運行試驗所需的直流電流分量大??；I50Hz為基頻電流分量的有效值；I100Hz為二倍頻電流分量的有效值。如此，可以實現(xiàn)運行試驗中同時控制回路中的直流、基頻和二倍頻電流分量。

4 試驗驗證

為驗證第3節(jié)所述方法的正確性和有效性，搭建了閥段運行試驗的試驗平臺，其原理圖如圖2所示，實物圖如圖5所示，關鍵參數(shù)如表1所示。

圖5 閥段運行試驗平臺Fig.5 Operational test platform for VSC-HVDC valves

參數(shù)數(shù)值負載電感L/mH45模塊電容C/mF12閥段級數(shù)n6電容額定電壓UCref/V1700最大直流電壓Udc/kV102

為了檢驗所示的閥段運行試驗方法對二倍頻電流分量控制的有效性，要求閥段運行在兩種不同的工況下。這兩種不同的工況要求產(chǎn)生的直流電流、基頻電流分量相同，二倍頻電流分量不同。每項電流分量的要求值如表2所示。

表2 運行試驗各電流分量的要求值

為得到表2中兩種不同工況下所要求的各電流分量的大小，使用本文所述的運行試驗控制方法并在式(16)計算的理論值附近進行參數(shù)調(diào)整，最終陪試閥段和被試閥段參考電壓的表達式分別為式(17)和式(18)，其中電壓的單位為kV。

(17)

(18)

在式(17)和式(18)兩種參考電壓的取值下，回路中產(chǎn)生兩種不同的電流，利用錄波軟件得到其電流波形，如圖6所示。

圖6 運行試驗電流波形Fig.6 Waveforms of operational test current

工況1和工況2中電流的直流分量、基頻分量和二倍頻分量的實際值如表3所示。

表3 運行試驗各電流分量的實際值

分析表2和表3的數(shù)據(jù)可知，兩種工況下運行試驗各電流分量的實際值和要求值的偏差均在±5%以內(nèi)，表明該控制方法對各電流分量的大小有較為精確的控制作用，驗證了其正確性和有效性。

5 結論

本文提出了一種柔性直流輸電系統(tǒng)中模塊化多電平換流器的閥段運行試驗方法，其特點是在原有的陪試閥段調(diào)制電壓中注入二倍頻參考電壓以控制運行試驗產(chǎn)生的二倍頻電流分量的大小。在所搭建的運行試驗平臺上檢驗該方法，發(fā)現(xiàn)得到的各電流分量的實際值和要求值的偏差均在±5%以內(nèi)，因此該方法可以較精確地控制二倍頻、基頻和直流電流分量的大小，驗證了該方法的正確性和有效性。

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Research on operational test method for modular multi-level converter valves

XU Bin1，2， WANG Ping1， LI Zi-xin1， SUN Xiao-ping3， YANG Xiao-ping3

(1. Key Laboratory of Power Electronics and Electric Drive, Institute of Electrical Engineering, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China; 2. University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China; 3. Xi’an XD Power Systems Co. Ltd.， Xi’an 710065, China)

The operational test method for modular multi-level converter valves is researched. The negative effect of the dead time effect is analyzed, and the configuration principle of the amplitude and phase of reference voltage is given. The cause of the two frequency current in circuit is analyzed, and the calculating formula of the amplitude is derived, and the control method of the two frequency current is added on the existing method of controlling the fundamental frequency current and DC current. Finally, the experimental platform is set up to verify the correctness and effectiveness of the proposed method.

modular multi-level converter; operational test method; two frequency current; control method

2015-12-09

國家高技術研究發(fā)展計劃(863計劃) 資助項目(2015AA050102)

許 彬 (1990-), 男, 山東籍, 碩士研究生, 研究方向為柔性直流輸電技術; 王 平 (1955-), 男, 上海籍, 教授級高級工程師, 研究方向為電力電子變壓器、 特種電源、 大功率有源濾波器。

TM72

A

1003-3076(2016)07-0024-07