一種基于開關(guān)電感電容技術(shù)的耦合電感升壓變換器

謝子殿，艾 建

（黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，哈爾濱 150022）

一種基于開關(guān)電感電容技術(shù)的耦合電感升壓變換器

謝子殿，艾 建

（黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院，哈爾濱 150022）

為了克服燃料電池輸出電壓較低，提高并網(wǎng)效率，設(shè)計(jì)一種具有高效率和高增益的變換器。利用開關(guān)電感和開關(guān)電容技術(shù)，研究一種融合三線圈耦合電感、開關(guān)電容和無源鉗位技術(shù)的新型DC-DC變換器。通過搭建一個開關(guān)頻率為50 kHz、輸入電壓20 V、輸出電壓200 V功率200 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了該變換器具有低的開關(guān)管電壓應(yīng)力、低的電壓尖峰、高的電壓增益的優(yōu)點(diǎn)，有效改善了變換器的效率。

高增益；耦合電感；開關(guān)電容；開關(guān)電感。

0　引　言

燃料電池、光伏等新能源系統(tǒng)，輸出電壓較低，不能夠直接為交流系統(tǒng)提供足夠的電壓。光伏并網(wǎng)系統(tǒng)所需要的電壓比光伏系統(tǒng)的前級輸出電壓高出許多，能夠?qū)崿F(xiàn)高增益的變換器將有廣泛的應(yīng)用前景［1-5］。

理論上，Boost變換器可以運(yùn)用極限占空比獲得一個高的電壓增益。然而，由于電路中寄生參數(shù)的限制，Boost變換器能夠?qū)崿F(xiàn)的電壓增益是有限的。并且極限占空比將導(dǎo)致嚴(yán)重的方向恢復(fù)問題，效率較低，開關(guān)管的電壓應(yīng)力和EMI問題嚴(yán)重，因此，需要高電壓增益變換器［6-8］。

文獻(xiàn)［7］通過開關(guān)電容技術(shù)實(shí)現(xiàn)了高的電壓增益，但是它的主開關(guān)電路電流過沖，導(dǎo)通損耗加大。開關(guān)電感技術(shù)也可以獲得高的電壓增益，然而在文獻(xiàn)［9］中，開關(guān)的電壓應(yīng)力較大，增加了導(dǎo)通損耗。通過調(diào)整耦合電感的匝比，文獻(xiàn)［10］實(shí)現(xiàn)了高的電壓增益，但是由于漏感的原因，在開關(guān)關(guān)斷的時候，開關(guān)管有嚴(yán)重的電壓尖峰［11-13］。這個問題，有源鉗位電路往往被用在具有耦合電感的拓?fù)渲?，但是由于增加了開關(guān)，驅(qū)動電路變復(fù)雜［14-16］。文獻(xiàn)［17-19］引進(jìn)了無損鉗位電路，不僅循環(huán)了漏感能量，也有效降低了開關(guān)管的電壓尖峰。

筆者提出一個新的變換器，將三繞組耦合電感技術(shù)和開關(guān)電容技術(shù)結(jié)合在一起，成功地實(shí)現(xiàn)了升壓的功能。由于耦合電感漏感能夠帶來較大的導(dǎo)通損耗和嚴(yán)重的電壓尖峰因此無損鉗位電路被運(yùn)用到這個拓?fù)渲?，并且無損鉗位電路由一個升壓電容和二極管組成。變換器中的兩個電容串聯(lián)放電，并行充電的同時對開關(guān)進(jìn)行鉗位，所以開關(guān)管的電壓尖峰被有效抑制，反向恢復(fù)問題得到緩解，因此變換器的性能得到改善。

1　變換器的工作原理

圖1 a是基本的開關(guān)電容和開關(guān)電感結(jié)構(gòu)，通過開關(guān)電感和開關(guān)電容結(jié)構(gòu)的融合，圖1 b所示。再通過圖1 b與Boost變換器融合，文中提出了一種新的變換器。

圖1　變換器的結(jié)構(gòu)Fig.1 Converter structures

圖2a是具有開關(guān)電感和開關(guān)電容結(jié)構(gòu)的基本變換器，它由一個三繞組耦合電感、三個二極管、三個電容共同組成，由于漏感的原因，開關(guān)管在關(guān)斷的時候有尖峰電壓。

為了抑制由漏感引起的在開關(guān)管上的尖峰電壓，在圖2 b中引進(jìn)二極管D3，D3與C1構(gòu)成鉗位電路用來吸收漏感的能量。同時，由于D3的導(dǎo)通，D1和Lm與D0同時導(dǎo)通的問題可以被解決。

圖2　新型無源鉗位變換器Fig.2 Novel converter with passive lossless clamped circuits

圖3是變換器的等效電路。耦合電感的模型為一個磁化電感Lm，一個一次側(cè)的漏感Lk和匝比n=N2∶N1=N3∶N1（N＞1）的理想變壓器，N1、N2和N3分別是一次側(cè)和兩個二次側(cè)的線圈匝數(shù)。在本變換器中有N2=N3，因此VL2等于VL3。電容CS是開關(guān)管S的寄生電容。為了簡化變換器的分析，假設(shè)如下：

圖3　變換器的等效模型Fig.3 Equivalent circuit model of proposed converter

（1）開關(guān)管只考慮寄生電容，其它的元件都是理想的；

（2）在一個開關(guān)周期中，電容C1、C2和C0足夠大，VC1和VC2等于VCC并且是常數(shù)。

圖4是變換器在一個工作周期中的一些關(guān)鍵波形，變換器工作在連續(xù)模式（CCM）。變換器的開關(guān)狀態(tài)如下：

模態(tài)1［t0，t1］:t=t0時刻，開關(guān)管S導(dǎo)通，D0和D3關(guān)斷，圖5 a是電流流過的路徑。輸入電源給原邊電感充電，二極管D1和D3續(xù)流，輸入電源、原邊電感和二次側(cè)電感L2一起給電容C1繼續(xù)充電，同時輸入電源、原邊電感和二次側(cè)電感L3一起給電容C2繼續(xù)充電。輸出電容給負(fù)載提供能量。二次側(cè)電感分別被電容C1、C2鉗位，二次側(cè)電感電壓為VL2=VL1=VC1=VC2=VCC當(dāng)二極管D1和D2的電流降到零時，模態(tài)結(jié)束。

圖4　連續(xù)模態(tài)下的典型波形Fig.4 Some typical waveforms of proposed converter at CCM operation

模態(tài)2［t1，t2］:t=t1時刻，二極管D1和D2關(guān)斷，D3繼續(xù)關(guān)斷，輸出二極管D0導(dǎo)通。圖5 b是電流流過的路徑。輸入電源給原邊電感充電，原邊電感的電壓為；二次側(cè)電感L2和L3與電容C1和 C2串聯(lián)為負(fù)載和輸出電容提供能量，二次側(cè)電感L2和L3的電壓為。當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷的時候，模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)3［t2，t3］:t=t2時刻，開關(guān)管關(guān)斷，開關(guān)管的寄生電容迅速充滿電。圖5 c是電流流過的路徑。鉗位二極管D3導(dǎo)通，儲存在漏感中的能量被電容C1吸收，電容 C1、C2的電壓為 VC1=VC2=VCC=。二次側(cè)電感L2和L3與電容C2串聯(lián)為負(fù)載和輸出電容提供能量。當(dāng)寄生電容的電壓等于，模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)4［t3，t4］:t=t3，D1和D2導(dǎo)通，輸入電源、原邊電感和二次側(cè)電感L2一起給電容C1繼續(xù)充電，同時輸入電源、原邊電感和二次側(cè)電感L3一起給電容C2繼續(xù)充電，電容C1繼續(xù)吸收漏感中的能量，負(fù)載的能量由輸出電容提供。電容C1鉗住開關(guān)管的電壓，開關(guān)管的電壓為VDS=VCCVC1。圖5 d是電流流過的路徑。當(dāng)流過D3的電流降到零時，模態(tài)結(jié)束。

模態(tài)5［t4，t5］:t=t4，D3關(guān)斷，輸入電源、原邊電感和二次側(cè)電感L2一起給電容C1繼續(xù)充電，同時輸入電源、原邊電感和二次側(cè)電感L3一起給電容C2繼續(xù)充電，電容C1繼續(xù)吸收漏感中的能量，負(fù)載的能量由輸出電容提供。此時，開關(guān)管的電壓為VDS=VC1-VL1。圖5 e是電流流過的路徑。當(dāng)下一個開關(guān)周期開始，模態(tài)結(jié)束。

圖5　連續(xù)模式下的運(yùn)行模態(tài)Fig.5 Current-flow path of operating modes during one switching period at CCM operation

2　增益特性

在連續(xù)模式下，模態(tài)1、3、4的時間與整個開關(guān)周期比相對較短，為了便于穩(wěn)態(tài)分析，只考慮模態(tài)2和5。由于C1和C2假定足夠大，因此C1和C2的電壓為

匝比n有

耦合系數(shù)k為

根據(jù)模態(tài)2，有

將式（1）帶入式（2），電容C1和C2的電壓為

對L1列伏秒積平衡方程有

把式（1）和式（3）帶入式（4），電容C1和C2的電壓為

電壓增益為

電壓增益受漏感和匝比的影響如圖6所示。

圖6　連續(xù)模式下的電壓增益與占空比的關(guān)系Fig.6 Voltage gain versus duty ratio at CCM operation.

3　電壓和電流應(yīng)力

根據(jù)運(yùn)行原理，二極管D1、D2、D3和D0的電壓應(yīng)力：

為了簡化電流的計(jì)算，忽略極短的時間［t0，t1］，［t2，t3］和［t3，t4］，同時認(rèn)為磁化電感電流足夠大，并且是常數(shù)。根據(jù)電流平衡原理，電容C1在開關(guān)導(dǎo)通時刻平均電流為

因此，可以得到二極管D1和D2在開關(guān)關(guān)斷時刻的平均電流為

根據(jù)圖7和式（17），磁化電感的平均電流為

圖7　簡化波形Fig.7 Simplified waveforms

4　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證基于開關(guān)電感電容技術(shù)的耦合電感高增益變換器的理論分析結(jié)果，采用主電路參數(shù)SiHG73N60E開關(guān)管，D1、D2、D3為IOH12S60C，C0為470 μF，C1為 10 μF，C2為 0.1 μF，來合電感為Core-NPS306060，N0=N2∶N1=N3∶N1，LP=137.6 μH，Ls= 548.5 μH，Vin=20 V，V0=200 V，P0=200 W，fs=50 kHz，對文中所提出的變換器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

4.1磁化電感的設(shè)計(jì)

通過設(shè)定磁化電感電流文波的大小，磁化電感的表達(dá)式為

根據(jù)式（18）和（19），磁化電感的表達(dá)式可以寫成

4.2實(shí)驗(yàn)波形

圖8是文中提出的新型變換器的關(guān)鍵實(shí)驗(yàn)波形。

圖8　在200 W時的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of proposed converter under full-load 200 W

圖8a是開關(guān)管柵源級電壓和耦合電感的原副邊電流波形。圖8 b副邊電壓和二極管D3的電壓波形。圖8 c是輸出二極管和二極管D3的電流波形。圖8 d是輸入輸出電壓，可以看到輸入大約20 V，輸出約197 V。

新的變換器的效率曲線如圖9所示，在80W時最大效率點(diǎn)96%，在200 W時的效率曲線約93.8%。

圖9　效率曲線Fig.9 Experimental conversion efficiency

5　結(jié)束語

該變換器是一種新型開關(guān)耦合電感電容裝置。通過開關(guān)耦合電感電容技術(shù)以及引入一個無損鉗位電路，抑制了開關(guān)管的尖峰電壓，同時避免了二極管同時導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)了變換器的升壓和高效率并網(wǎng)，并進(jìn)行了理論分析與實(shí)驗(yàn)對比。該變換器具有直流增益高，輸入電流連續(xù)的特點(diǎn)，而且減小了磁芯原件的體積，成本小，控制簡單，可以滿足工程的需要。

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（編輯李德根）

A novel high step -up converter with a switched-coupled-inductor-capacitor structure

XIE Zidian，AI Jian
（School of Electrical&Control Engineering，Heilongjiang University of Science&Technology，Harbin 150022，China）

This paper is motivated by the need for overcoming the lower output voltage in the fuel cell and effectively improving the grid efficiency and proposes the design of a novel DC-DC converter with a higher voltage gain and efficiency.This converter is developed by using switched-inductor and switched-capacitor techniques and thereby integrating three-winding coupled inductors，switched-capacitor，and passive lossless clamped circuit techniques to achieve efficient grid.The better performance of the proposed converter with a lower voltage stress and peek voltage on MOSFET and a higher voltage gain is validated by building a prototype circuit at 50 kHz switching frequency with 20 V input voltage，200 V output voltage，and 200 W output power is built in the laboratory，thus effectively improving the converter efficiency.

high gain；coupled inductor；switched capacitor；switched inductor

10.3969/j.issn.2095-7262.2015.06.019

TM911

2095-7262（2015）06-0670-06

A

2015-10-16

謝子殿（1965－），男，黑龍江省鶴崗人，教授，研究方向：電力電子與電力傳動、電機(jī)與電器、電氣傳動與控制方向，E-mail: xiezidian@163.com。