新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器

黃瑞哲 陳道煉 許志龍

（福州大學(xué)電力電子與電力傳動(dòng)研究所 福州 350116）

0 引言

逆變器電路結(jié)構(gòu)通?？煞譃閱渭?jí)、兩級(jí)和多級(jí)電路結(jié)構(gòu)，其中兩級(jí)或多級(jí)逆變器具有電路結(jié)構(gòu)和控制系統(tǒng)復(fù)雜、變換效率偏低、成本偏高等缺陷，因而單級(jí)逆變系統(tǒng)成為新能源發(fā)電領(lǐng)域的一個(gè)研究熱點(diǎn)[1,2]。人們對(duì)電壓型逆變器和電流型逆變器的研究取得了顯著的成果[3-5]，然而它們存在一些固有的缺陷：①電壓型逆變器為降壓型逆變器，當(dāng)直流母線電壓低于輸出交流電壓時(shí)，需要增加一級(jí)升壓變換器來實(shí)現(xiàn)電壓匹配，而電流型逆變器為升壓型逆變器，當(dāng)直流母線電壓高于輸出交流電壓時(shí)，需要增加一級(jí)降壓變換器來實(shí)現(xiàn)電壓匹配；②電壓型逆變器同一橋臂的功率開關(guān)不能同時(shí)導(dǎo)通，以避免造成短路現(xiàn)象，而電流型逆變器上、下橋臂任意時(shí)刻都要保持一個(gè)開關(guān)導(dǎo)通，避免造成開路現(xiàn)象，抗電磁干擾能力較差，系統(tǒng)可靠性降低；③由于加入死區(qū)時(shí)間或換流重疊時(shí)間，輸出電壓和電流波形發(fā)生畸變，導(dǎo)致諧波含量增大。

文獻(xiàn)[6]首次提出了 Z 源逆變器新概念及其電路拓?fù)浜屠碚?。Z 源逆變器具有如下特點(diǎn)：①能夠?qū)崿F(xiàn)單級(jí)升降壓功能；②橋臂可以直通或開路，電磁干擾引起的開關(guān)誤直通或開路現(xiàn)象不會(huì)損壞電路；③不需額外加入死區(qū)時(shí)間或換流重疊時(shí)間，輸出波形畸變小。然而，Z 源逆變器的許多不足也需要改進(jìn)[7-9]：①電壓型Z 源逆變器輸入電流不連續(xù)且阻抗網(wǎng)絡(luò)中電容電壓應(yīng)力較大；②電流型Z 源逆變器的電感必須承受較大的電流；③Z 源逆變器存在嚴(yán)重的啟動(dòng)沖擊問題。準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)淅^承了Z 源逆變器的所有優(yōu)點(diǎn)，并且通過對(duì)阻抗網(wǎng)絡(luò)的改進(jìn)獲得了一些新的特性[10-12]。如與電壓型Z 源逆變器相比，電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器的電容電壓應(yīng)力更低，同時(shí)輸入側(cè)電感使得輸入電流連續(xù)且不存在啟動(dòng)沖擊問題[13]；與電流型Z 源逆變器相比，電流型準(zhǔn)Z 源逆變器的儲(chǔ)能電感電流更小。光伏、風(fēng)力、燃料電池等新能源發(fā)電通常具有寬輸入電壓范圍的特點(diǎn)，要求逆變器具有適應(yīng)寬輸入電壓變化的能 力[14,15]。準(zhǔn)Z 源逆變器的電壓增益理論上可以達(dá)到零至無窮大，但實(shí)際中它的直流側(cè)升壓因子較小，通常適用于輸入電壓150V 以上場合，當(dāng)輸入電壓低于該值時(shí)，為了得到期望的輸出電壓幅值，需要增大直通占空比D0。直通占空比D0和逆變器的調(diào)制系數(shù)M相互制約，從而需要減小調(diào)制系數(shù)M，導(dǎo)致的結(jié)果是：①逆變橋輸入側(cè)母線電壓和Z 網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓較高，逆變橋開關(guān)器件電壓應(yīng)力和Z 網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓應(yīng)力較大；②輸出電壓（電流）波形諧波含量增大。

本文提出和深入分析了一種新穎的適用于低輸入電壓場合的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器及其控制策略，獲得了重要結(jié)論。這類逆變器在保留準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)鋬?yōu)點(diǎn)的同時(shí)，提升了直流側(cè)的升壓因子，拓寬了輸入電壓的變化范圍，降低了功率開關(guān)和Z 源網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓應(yīng)力。

1 電路拓?fù)渑c控制策略

1.1 電路拓?fù)?/h3>

新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)淙鐖D1所示。該電路拓?fù)涫怯纱笊龎罕茸杩咕W(wǎng)絡(luò)、單相逆變橋和單相LC 濾波器構(gòu)成，其中大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)是由儲(chǔ)能電感L0和依序級(jí)聯(lián)的 2 個(gè)相同的DLCC 型二端口阻抗網(wǎng)絡(luò)單元串聯(lián)構(gòu)成，每個(gè)DLCC型二端口阻抗網(wǎng)絡(luò)單元是由一個(gè)功率二極管、一個(gè)儲(chǔ)能電感和兩個(gè)儲(chǔ)能電容構(gòu)成。通過增加DLCC 型二端口阻抗網(wǎng)絡(luò)單元數(shù)量，可將該電路拓?fù)渫茝V到多級(jí)結(jié)構(gòu)。

圖1 新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)銯ig.1 Circuit topology of the novel single phase voltage mode quasi-Z-source inverter

輸入直流電壓Ui在直通占空比D0和大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)的作用下，被調(diào)制成高頻脈沖直流電壓u1，u1經(jīng)單相逆變橋調(diào)制成單級(jí)性SPWM 電壓波u2，u2經(jīng)單相LC 濾波器后在輸出側(cè)得到正弦交流電壓波uo。

1.2 控制策略

圖2 具有阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時(shí)值反饋單極性SPWM 控制策略Fig.2 Single polarity SPWM control strategy with energy storage capacitor voltage feed forward control of impedance and feedback control of output voltage

新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器采用具有阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時(shí)值反饋單極性SPWM 控制策略，如圖2所示。輸出電壓uo瞬時(shí)值反饋單極性SPWM 控制策略，用來調(diào)節(jié)逆變器的調(diào)制比M；而大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓UC2前饋控制策略，用來調(diào)節(jié)逆變器的直通占空比D0。輸出電壓反饋信號(hào)uof與基準(zhǔn)電壓ur比較、誤差放大后得到信號(hào)ue（表征正弦調(diào)制比信號(hào)M），儲(chǔ)能電容電壓反饋信號(hào)UC2f與儲(chǔ)能電容電壓基準(zhǔn)信號(hào)UC2r比較、誤差放大后得到信號(hào)ud（表征直通占空比信號(hào)D0）；ue、ud及其反相信號(hào)分別與三角形載波uc交截并經(jīng)適當(dāng)?shù)倪壿嬰娐泛筝敵鰡蜗嗄孀儤蚬β书_關(guān)S1、S2、S3和S4的控制信號(hào)。當(dāng)輸入電壓Ui變化時(shí)，通過調(diào)節(jié)直通占空比信號(hào)D0來實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能電容電壓UC2的穩(wěn)定；當(dāng)輸出負(fù)載ZL發(fā)生變化時(shí)，通過調(diào)節(jié)正弦調(diào)制比信號(hào)M來實(shí)現(xiàn)輸出電壓uo的穩(wěn)定。

2 穩(wěn)態(tài)原理特性

2.1 高頻模態(tài)分析

所提出逆變器在一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)具有5 個(gè)工作模態(tài)，輸出正半周儲(chǔ)能電感電流連續(xù)時(shí)一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)原理波形和工作模態(tài)分別如 圖3和圖4所示。輸出負(fù)半周的工作情況與正半周類似，限于篇幅，這里僅分析輸出正半周的工作情況。定義開關(guān)函數(shù)Sn為

圖3 一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)原理波形Fig.3 Principle waveforms during a high frequency switching period

圖4 輸出正半周一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的工作模態(tài)Fig.4 Operation mode within one switching period of the output positive half cycle

（1）工作模態(tài)1[t0～t1,t4～t5]。開關(guān)管S1、S4導(dǎo)通，電路工作在有效矢量狀態(tài)。二極管VD1與VD2導(dǎo)通，電源與儲(chǔ)能電感一邊給儲(chǔ)能電容充電，一邊向交流側(cè)傳輸能量；母線電壓達(dá)到峰值，逆變橋輸出電壓等于母線電壓。

（2）工作模態(tài)2[t1～t2,t3～t4]。開關(guān)管S1、S2導(dǎo)通，電路工作在傳統(tǒng)零矢量狀態(tài)。輸出濾波電感電流iLf通過S1、S2續(xù)流，呈下降趨勢(shì)；二極管VD1與VD2導(dǎo)通，電源與儲(chǔ)能電感給儲(chǔ)能電容充電，但停止向交流側(cè)傳輸能量，母線電壓仍為峰值，逆變橋輸出電壓為零。

（3）工作模態(tài)3[t2～t3]。S1、S2、S3導(dǎo)通，S1、S3所在橋臂短路，電路工作在直通零矢量狀態(tài)。此時(shí)二極管VD1與VD2截止，承受的反壓，電源與儲(chǔ)能電容向儲(chǔ)能電感充電，母線電壓降為0，輸出濾波電感電流iLf仍通過S1、S2續(xù)流。

（4）工作模態(tài)4[t5～t6,t7～t8]。S3、S4導(dǎo)通，工作情況與工作模態(tài)2 類似，電路工作在傳統(tǒng)零矢量狀態(tài)，iLf通過S3、S4續(xù)流。

（5）工作模態(tài)5[t6～t7]。S1、S3、S4導(dǎo)通，工作情況與模態(tài)3 類似，電路工作在直通零矢量狀態(tài)，iLf通過S3、S4續(xù)流。

2.2 電壓傳輸比推導(dǎo)

所提出的逆變器每個(gè)儲(chǔ)能電感在一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)充磁和去磁各兩次，儲(chǔ)能電感在橋臂直通期間D0TS的充磁等效電路和橋臂非直通期間(1-D0)TS的去磁等效電路如圖5所示。其中，逆變橋交流負(fù)載用等效電流源i1表示。

圖5 儲(chǔ)能電感在一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)等效電路Fig.5 The equivalent circuits of the energy storage inductance during a high frequency switching period

設(shè)儲(chǔ)能電容端電壓在一個(gè)高頻開關(guān)周期TS內(nèi)恒定不變，用表示；輸入直流電源電流ii用儲(chǔ)能電感L0的電流iL0表示。由圖5a所示橋臂直通期間D0TS充磁等效電路可得

由圖5b 所示橋臂非直通期間(1-D0)TS去磁等效電路可得

設(shè)單相逆變橋直流側(cè)的電壓幅值為U1，可得補(bǔ)充方程

根據(jù)狀態(tài)空間平均法，將式（1）×D0+式（2）×，聯(lián)合式（4）得大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓值UC1、UC2和為

單相逆變橋直流側(cè)的電壓幅值U1為

設(shè)單相逆變橋的調(diào)制系數(shù)為M(0＜M≤1-D0），則所提出逆變器的電壓傳輸比為

設(shè)G為所提出逆變器的電壓增益，則有

設(shè)最大直通占空比D0max=1-M，則有

設(shè)US為單相逆變橋開關(guān)管電壓應(yīng)力，則單相逆變橋開關(guān)管電壓應(yīng)力與電壓增益G關(guān)系為

由式（10）～式（12），可得

所提出逆變器與傳統(tǒng)電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器比較如圖6所示。

圖6 兩種準(zhǔn)Z 源逆變器的比較Fig.6 Comparison of the two kinds of quasi-Z inverters

由圖6a 可知，隨著直通占空比D0增大，大升壓比準(zhǔn)Z 源阻抗網(wǎng)絡(luò)升壓能力顯著增強(qiáng)，當(dāng)D0=0.3時(shí)，傳統(tǒng)的準(zhǔn)Z 源阻抗網(wǎng)絡(luò)的升壓因子B只有2.5，而大升壓阻抗網(wǎng)絡(luò)則高達(dá)10。由圖10b 可知，當(dāng)電壓增益G相同且大于1時(shí)，所提出逆變器功率開關(guān)的電壓應(yīng)力小于傳統(tǒng)電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器，而且G越大，優(yōu)勢(shì)越明顯；當(dāng)功率開關(guān)電壓等級(jí)相同時(shí)，所提出逆變器的電壓增益要比傳統(tǒng)的準(zhǔn)Z 源逆變器大。

所提出逆變器的電壓增益G、調(diào)制系數(shù)M與直通占空比D0關(guān)系如圖7所示。由圖7可知，隨著M與D0增大，電壓增益G迅速增大，并且只要較小的D0就可以得到較大的G。因此，所提出的逆變器更適合于光伏電池、燃料電池等輸入電壓較低或波動(dòng)范圍較大的應(yīng)用場合。

圖7 逆變器電壓增益G與調(diào)制系數(shù)M和 直通占空比D0關(guān)系Fig.7 Relationship voltage gain of the inverterGwith modulation indexMand shooting-through duty ratioD0

3 關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電感設(shè)計(jì)

大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電感的設(shè)計(jì)，要兼顧高頻電流紋波的抑制、避免發(fā)生諧振、確保儲(chǔ)能電感電流連續(xù)三個(gè)方面。

3.1.1 基于抑制高頻電流紋波的電感取值

儲(chǔ)能電感電流在一個(gè)高頻開關(guān)周期的穩(wěn)態(tài)波形如圖8所示。

圖8 儲(chǔ)能電感電流穩(wěn)態(tài)波形Fig.8 Steady state waveforms of energy storage inductor current

儲(chǔ)能電感在直通狀態(tài)下有

在直通期間，電感電流的變化量為

若給定紋波系數(shù)c，令

取L0=L1=L2=L，那么由式（14）～式（16）可以得到

3.1.2 避免發(fā)生諧振的電感取值

如果儲(chǔ)能電感和儲(chǔ)能電容取值不當(dāng)，阻抗網(wǎng)絡(luò)將會(huì)出現(xiàn)諧振。在電容取值確定后，為了避免諧振的發(fā)生，電感的取值應(yīng)使阻抗網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率fr小于逆變器的開關(guān)頻率fs，即

由式（18）可以得到

3.1.3 保持儲(chǔ)能電感電流連續(xù)的電感取值

逆變器工作在非直通狀態(tài)時(shí)，可能會(huì)出現(xiàn)二極管電流斷續(xù)和直流母線電壓畸變現(xiàn)象。下面探討如何通過合理的電感取值來避免這一現(xiàn)象的發(fā)生。

在橋臂非直通狀態(tài)下，二極管VD1及VD2的電流為

為了避免二極管電流斷續(xù)，應(yīng)滿足

式中，i1max為非直通時(shí)母線電流最大值；Io為輸出電流有效值。又

由式（21）和式（22）可得

電感電流平均值為

由式（21）～式（24）可得

整理得

綜上所述，儲(chǔ)能電感取值應(yīng)滿足

3.2 大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容設(shè)計(jì)

3.2.1 基于抑制高頻紋波電容取值

一個(gè)高頻開關(guān)周期中有兩個(gè)直通區(qū)間，每個(gè)區(qū)間采用圖2所示控制策略，直通時(shí)間為

設(shè)儲(chǔ)能電感取值足夠大，各電感電流在一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)可近似認(rèn)為恒定，即

直通時(shí)，各電容電流為

直通區(qū)間內(nèi)，電容電壓的變化量

給定紋波系數(shù)a，則

綜合式（30）～式（32）可得

設(shè)計(jì)中取各電容值相等，則電容取值應(yīng)滿足

3.2.2 基于二次諧波考慮的電容取值

一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)，各電容電流的平均值可以表示為

設(shè)輸出交流電壓、電流峰值分別Um和Im，所提出的逆變器非直通時(shí)母線電流為

由式（35）和式（36）可得

對(duì)式（37）積分可以求得各個(gè)電容電壓二次諧波的幅值為

設(shè)允許的二次諧波紋波系數(shù)為b，則有

則電容C的取值應(yīng)滿足

由于抑制二次諧波的電容量比抑制高頻紋波的大，故電容值滿足式（40）即滿足式（34）。

3.3 功率開關(guān)的電壓和電流應(yīng)力

逆變橋四個(gè)功率開關(guān)的電壓應(yīng)力為

若直通時(shí)為S1、S3同時(shí)導(dǎo)通，則第k個(gè)高頻開關(guān)周期流過S1、S3的瞬時(shí)電流為

iS1(t)=iS3(t)=

第k個(gè)高頻開關(guān)周期S1、S3的電流平均值為

第k個(gè)高頻開關(guān)周期S1、S3的電流有效值為

S2、S4的電流為濾波電感電流，故其第k個(gè)高頻開關(guān)周期的電流平均值為

電流有效值為

4 原理實(shí)驗(yàn)

設(shè)計(jì)實(shí)例：輸入直流電壓Ui=90～110V，輸出交流電壓Uo=220V/50Hz，額定容量S=1 000V·A，開關(guān)頻率fs=50kHz，大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電感L1=L2=L3=1mH，每個(gè)儲(chǔ)能電感采用2 個(gè)型號(hào)為NPF250060ˉ18C 的磁心疊用且N=78 匝，儲(chǔ)能電容，濾波電感Lf=1.2mH，濾波電容Cf=1μF，功率開關(guān)S1、S2、S3、S4選用IXGH48ˉ N60C3D1 IGBT 器件，阻斷二極管VD1、VD2選用DESI30ˉ60A 超快恢復(fù)二極管。

所提出的逆變器在輸入電壓100V、額定阻性負(fù)載時(shí)實(shí)驗(yàn)波形，圖9所示。圖9a 為逆變器輸出正半周時(shí)功率開關(guān)S1、S2、S3、S4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，直通信號(hào)D0被合成到左橋臂上、下功率開關(guān)S1、S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)中；圖9b 為功率開關(guān)S14的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和集射電壓，由于設(shè)置了緩沖電路，各開關(guān)管的集射電壓尖峰得到較好的抑制；圖9c 為逆變橋輸入側(cè)直流母線電壓u1波形，u1為零對(duì)應(yīng)逆變橋橋臂直通D0TS、儲(chǔ)能電感儲(chǔ)能和輸出濾波電感續(xù)流期間，u1不為零對(duì)應(yīng)逆變橋橋臂非直通(1-D0)TS、儲(chǔ)能電感向儲(chǔ)能電容和負(fù)載傳輸能量期間；圖9d 為大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)二極管VD1波形，在逆變橋橋臂直通D0Ts期間，二極管反偏截止；圖9e 為輸入電壓Ui、電容電壓UC1和UC2波形，儲(chǔ)能電容取值較大時(shí)電容電壓UC1、UC2波形中疊加了一個(gè)較小的兩倍輸出頻率的交流分量，UC2=360V、UC1=130V時(shí)直通占空比D0=0.265，式（8）計(jì)算得到的理想值u1=488V，由于內(nèi)阻影響u1實(shí)測值為475V；圖9f 為逆變器輸出電壓uo和輸出電流io波形，由于開關(guān)信號(hào)無需設(shè)置死區(qū)時(shí)間，uo和io波形諧波含量減少，波形質(zhì)量較好。這種逆變器在額定阻性負(fù)載時(shí)的變換效率為91.6%，THD 為1.7%。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了所提出的電路拓?fù)渑c控制策略的正確性。

圖9 所提出逆變器在輸入電壓100V、額定阻性負(fù)載時(shí)實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of the proposed inverter underUi=100V and normalized resistive load

5 結(jié)論

（1）新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器電路拓?fù)涫怯纱笊龎罕茸杩咕W(wǎng)絡(luò)、單相逆變橋和單相LC 濾波器依序級(jí)聯(lián)構(gòu)成，其中大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)是由儲(chǔ)能電感L0和依序級(jí)聯(lián)的兩個(gè)相同的DLCC 型二端口阻抗網(wǎng)絡(luò)單元串聯(lián)構(gòu)成。

（2）新穎的單相電壓型準(zhǔn)Z 源逆變器，采用具有大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電容電壓前饋控制的輸出電壓瞬時(shí)值反饋單極性SPWM 控制策略。

（3）深入分析了所提出逆變器在一個(gè)高頻開關(guān)周期內(nèi)5 種基本工作模態(tài)及其等效電路，推導(dǎo)出了 電壓傳輸比。

（4）給出了大升壓比阻抗網(wǎng)絡(luò)儲(chǔ)能電感、儲(chǔ)能電容、功率開關(guān)電壓應(yīng)力等關(guān)鍵電路參數(shù)的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，儲(chǔ)能電感設(shè)計(jì)需要兼顧抑制高頻電流紋波、避免發(fā)生諧振、確保儲(chǔ)能電感電流連續(xù)三個(gè)方面，儲(chǔ)能電容設(shè)計(jì)需要兼顧抑制高頻紋波和抑制二次諧波兩個(gè)方面。

（5）實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出電路拓?fù)洹⒖刂撇呗院屠碚摲治龅恼_性，這類逆變器在低輸入電壓或輸入電壓波動(dòng)范圍大的光伏、風(fēng)力和燃料電池等新能源發(fā)電領(lǐng)域具有重要的應(yīng)用前景。

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