半橋三電平直流變換器的電容電壓控制策略

周瑋陽(yáng) 虞曉陽(yáng) 金 科 劉志軍

（南京航空航天大學(xué) 江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016）

0 引言

半橋三電平（Three Level,TL）變換器具有主開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力低，主功率管可以實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)等優(yōu)點(diǎn)[1-7]，因此非常適合應(yīng)用于地鐵動(dòng)車(chē)輔助電源、船舶供電等[8-10]高電壓輸入的功率變換場(chǎng)合。

文獻(xiàn)[11,12]提出的四開(kāi)關(guān)半橋TL 直流變換器如圖1 所示，分壓電容可以鉗位一次側(cè)開(kāi)關(guān)管，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單；沒(méi)有鉗位二極管和飛跨電容，避免了可能出現(xiàn)的開(kāi)關(guān)電容模態(tài)，可靠性高。在實(shí)際應(yīng)用中，由于控制電路、驅(qū)動(dòng)電路以及主電路參數(shù)的差異，使得分壓電容不均壓，隔直電容電壓不等于輸入電壓的一半，一次側(cè)開(kāi)關(guān)管以及二次側(cè)整流二極管的電壓應(yīng)力增加，對(duì)變換器的安全可靠工作造成影響，因此需要引入電容電壓控制電路來(lái)均衡輸入分壓電容電壓以及保證隔直電容電壓等于輸入電壓的一半。

圖1 四開(kāi)關(guān)半橋三電平直流變換器Fig.1 Four switches half-bridge TL converter

大多數(shù)三電平結(jié)構(gòu)的變換器存在分壓電容不均壓?jiǎn)栴}。對(duì)于非隔離三電平結(jié)構(gòu)變換器中的輸入分壓電容電壓控制，文獻(xiàn)[13,14]提出了一種方法，它通過(guò)反饋分壓電容電壓，調(diào)整開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間，實(shí)現(xiàn)分壓電容的均壓，從而保證開(kāi)關(guān)管電壓均衡。文獻(xiàn)[15]中對(duì)于飛跨電容鉗位隔離型三電平變換器的分壓電容電壓控制，是通過(guò)控制飛跨電容電壓，調(diào)節(jié)正負(fù)半周占空比，實(shí)現(xiàn)輸入分壓電容均壓。因?yàn)樵陲w跨電容和輸入分壓電容并聯(lián)模態(tài)可以鉗位分壓電容。這兩種方式均采用調(diào)節(jié)控制信號(hào)單沿來(lái)調(diào)節(jié)占空比，從而實(shí)現(xiàn)調(diào)節(jié)每個(gè)半周期分壓電容分別輸出的能量，均衡分壓電容電壓的目的。本文研究的四開(kāi)關(guān)半橋TL 直流變換器，負(fù)載能量正半周由輸入源提供，而負(fù)半周由隔直電容提供，因此上述文獻(xiàn)提供的方法也可以用來(lái)控制隔直電容電壓。但是本文研究的變換器受控對(duì)象有兩個(gè)，即隔直電容和輸入分壓電容，因此需要找到另外一個(gè)自由度來(lái)控制分壓電容電壓。由于半橋TL 變換器一組開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)互補(bǔ)，這種單沿調(diào)制方式在調(diào)節(jié)占空比的同時(shí)會(huì)影響到控制信號(hào)的相位差。

本文針對(duì)一次側(cè)四開(kāi)關(guān)TL 結(jié)構(gòu)，首先分別分析正負(fù)半周占空比以及驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位差這兩個(gè)自由度對(duì)分壓電容和隔直電容電壓的影響，指出可以通過(guò)調(diào)節(jié)這兩個(gè)受控量校正各種原因造成的偏壓現(xiàn)象。然后提出了一種雙沿調(diào)制電容電壓控制策略，最后給出實(shí)驗(yàn)結(jié)果，以驗(yàn)證理論分析和控制策略的正確性。

1 電容偏壓分析

本文以圖1 所示的變換器拓?fù)溥M(jìn)行分析，圖2為變換器主要工作波形圖。為了便于分析，這里假設(shè)Dp為正半周的占空比，Dn為負(fù)半周的占空比，Tpf為正半周續(xù)流時(shí)間，Tnf為負(fù)半周續(xù)流時(shí)間，Ts為開(kāi)關(guān)周期，vAB為橋臂AB 點(diǎn)電壓，ip為一次電流，Vin為輸入電壓，VCb為隔直電容Cb電壓，VCd1、VCd2分別為分壓電容Cd1、Cd2電壓，iLf為濾波電感Lf電流，iVDR1、iVDR2為整流管VDR1、VDR2電流。

圖2 四開(kāi)關(guān)半橋三電平直流變換器主要工作波形Fig.2 Key waveforms of four switches half-bridge TL converter

當(dāng)變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，主變壓器磁通守恒。工作模態(tài)如圖3a、圖3c 所示，根據(jù)主變壓器的磁通平衡可得

在理想工作條件下，驅(qū)動(dòng)完全對(duì)稱(chēng)，正負(fù)半周占空比Dp=Dn，忽略死區(qū)，隔直電容Cb電壓為

當(dāng)變換器工作在一次側(cè)續(xù)流模態(tài)時(shí)，如圖3b、圖3d 所示，分壓電容Cd1充放電時(shí)間相等Tpf=Tnf，續(xù)流階段起始電流相等，因此VCd1、VCd2均為Vin/2。

每一個(gè)學(xué)生都有著學(xué)生是學(xué)習(xí)的主體，德、智、體全面發(fā)展是教育的主旨。每個(gè)學(xué)生都有自己的長(zhǎng)處和不足，因此對(duì)于學(xué)生的優(yōu)點(diǎn)進(jìn)行及時(shí)的肯定，引導(dǎo)學(xué)生對(duì)不足之處進(jìn)行反思，使他獲得自我評(píng)價(jià)成功的體驗(yàn)，為他形成正確的人生觀和世界現(xiàn)奠定基礎(chǔ)。

圖3 變換器工作基本模態(tài)圖Fig.3 Operation modes of the converter

但在實(shí)際工作中，由于控制和驅(qū)動(dòng)電路的延時(shí)以及主功率管的特性不一致等因素造成 Dp≠Dn、Tpf≠Tnf，導(dǎo)致分壓電容和隔直電容電壓不為Vin/2，即存在偏壓?jiǎn)栴}。如果分壓電容不均壓，會(huì)導(dǎo)致上下橋臂開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力增加，可能導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管壽命減短甚至損壞。而隔直電容電壓不等于Vin/2 則會(huì)導(dǎo)致二次側(cè)整流二極管的電壓應(yīng)力增加，器件發(fā)熱不均，嚴(yán)重情況下會(huì)導(dǎo)致電路損壞。

1.1 正、負(fù)半周占空比不等

當(dāng)驅(qū)動(dòng)正、負(fù)半周占空比不等時(shí)，如圖4a 所示，即Dp≠Dn時(shí)，由式（2）得，當(dāng)Dp＞Dn時(shí)，VCb高于Vin/2；反之，Dp＜Dn時(shí)，VCb低于Vin/2。隔直電容出現(xiàn)偏壓?jiǎn)栴}。

圖4 偏壓的情況Fig.4 Voltage unbalance operation conditions

假設(shè)Dp＞Dn，此時(shí)VCb高于Vin/2。忽略軟開(kāi)關(guān)的過(guò)程，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，由于隔直電容Cb在整個(gè)周期內(nèi)安秒積為零，分壓電容Cd1在續(xù)流階段Tpf、Tnf的安秒積為零，所以隔直電容在DpTs、DnTs內(nèi)的安秒積也為零，因此在DpTs、DnTs內(nèi)電流平均值IP1、IN1滿(mǎn)足

DpTs、DnTs內(nèi)電流變化量ΔIP、ΔIN為

式中，L為濾波電感；Vo為輸出電壓；K為變壓器一次、二次電流比。由式（4）可得，占空比小的半周期Dn電感電流紋波大，平均值大，因此正負(fù)半周續(xù)流階段Tpf、Tnf起始電流Ip＜In，輸入分壓電容存在不均壓現(xiàn)象。

由正、負(fù)半周續(xù)流時(shí)間相等Tpf=Tnf，根據(jù)穩(wěn)態(tài)時(shí)正、負(fù)半周續(xù)流時(shí)段內(nèi)，Cd1的安秒積相等，即

可得IP2=IN2。其中，IP2為T(mén)pf內(nèi)平均電流，IN2為T(mén)nf內(nèi)平均電流。所以穩(wěn)態(tài)時(shí)，輸入分壓電容Cd1電壓必須高于隔直電容Cb電壓，使得一次電流在正半周上升，負(fù)半周下降，最終IP2=IN2。

1.2 正、負(fù)半周相位差不等于180°

若驅(qū)動(dòng)正、負(fù)半周相位差不等于180°，但是占空比相等（Dp=Dn=D）時(shí)，如圖4b 所示，由式（2）可以得到隔直電容電壓VCb=Vin/2。因此，正、負(fù)半周相位差并不影響隔直電容的電壓。

但是如果正負(fù)半周相位差不等于180°，則正、負(fù)半周續(xù)流階段時(shí)間不等。假設(shè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)正、負(fù)半周相位差為180°-θ（θ＞0），續(xù)流時(shí)間Tpf、Tnf分別為

即Tpf＜Tnf。同時(shí)，正、負(fù)半周續(xù)流階段的起始電流相等Ip=In。根據(jù)穩(wěn)態(tài)時(shí)正、負(fù)半周續(xù)流時(shí)段內(nèi)，分壓電容Cd1安秒積為零，得IP2＞IN2，因此輸入分壓電容Cd1電壓必須大于隔直電容Cb電壓，使得在Tpf階段內(nèi)電流上升，在Tnf階段內(nèi)電流下降，從而平均電流IP2＞IN2，所以VCd1＞Vin/2。

結(jié)論:當(dāng)驅(qū)動(dòng)出現(xiàn)正、負(fù)半周相位差不等于180°時(shí)，相位差越小，輸入分壓電容Cd1電壓越高。隔直電容電壓不受影響。

通過(guò)以上分析可知，正、負(fù)半周占空比不等會(huì)導(dǎo)致隔直電容偏壓，同時(shí)引起輸入分壓電容分壓不均；但是正、負(fù)半周相位差不等于180°只會(huì)導(dǎo)致分壓電容分壓不均。因此，對(duì)于主電路參數(shù)不一致以及控制電路的延時(shí)等原因引起的隔直電容偏壓和輸入分壓電容不均壓的問(wèn)題，可以通過(guò)調(diào)節(jié)正、負(fù)半周占空比以及相位差來(lái)校正。

2 電容電壓控制策略

針對(duì)一次側(cè)四開(kāi)關(guān)結(jié)構(gòu)的三電平變換器的隔直電容和輸入分壓電容偏壓?jiǎn)栴}，結(jié)合上述分析，本文提出了一種電容電壓控制策略:隔直電容電壓控制通過(guò)修正正、負(fù)半周的占空比來(lái)實(shí)現(xiàn)；而輸入分壓電容不均壓可能由正、負(fù)半周占空比以及相位差兩方面原因造成，因此為了確保輸入分壓電容均壓必須首先校正隔直電容電壓。當(dāng)正、負(fù)半周占空比被隔直電容控制電路校正后，只需調(diào)整正、負(fù)半周的相位差，即可實(shí)現(xiàn)輸入分壓電容均壓的目的。

圖5 所示為電容電壓控制電路主要工作波形圖。在控制電路中，三角載波VTRI1和VTRI2幅值相等，相位相差180°，輸出電壓調(diào)節(jié)器誤差信號(hào)VEA_Vo分別與 VTRI1和 VTRI2交截產(chǎn)生控制信號(hào) Q2_dri和Q4_dri，Q2_dri和Q4_dri脈寬相等，相位差等于180°，波形如圖5 中Drive1所示。理想情況下，控制信號(hào)經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路送到功率管柵源極的信號(hào)完全對(duì)稱(chēng)，主電路也完全對(duì)稱(chēng)，隔直電容和輸入分壓電容電壓均為輸入電壓的一半。但實(shí)際工作中，由于驅(qū)動(dòng)電路的延時(shí)以及主電路的不對(duì)稱(chēng)等原因會(huì)造成實(shí)際功率管柵源極的驅(qū)動(dòng)信號(hào)脈寬不等、相位差不等于180°，那么隔直電容和輸入分壓電容就會(huì)出現(xiàn)偏壓的工作狀態(tài)。

圖5 電容電壓控制主要波形圖Fig.5 Key waveforms of capacitor voltage control

下面分析該控制電路的工作過(guò)程。圖6 所示為分壓電容和隔直電容電壓控制電路框圖。Vo_f為變換器輸出電壓采樣，Vo_ref為輸出電壓的基準(zhǔn)電壓，VCb_f為隔直電容電壓采樣，Vcin_f為輸入電壓采樣，VCd1_f為輸入分壓電容Cd1電壓采樣。VEA_Vo為輸出電壓調(diào)節(jié)器誤差輸出，VEA_Cb為隔直電容電壓調(diào)節(jié)器誤差輸出，VEA_Cd為輸入分壓電容Cd1電壓調(diào)節(jié)器誤差輸出。輸出電壓調(diào)節(jié)器的誤差信號(hào)VEA_Vo加上VEA_Cb得到VEA1，減去VEA_Cb得到VEA2。VEA1加上分壓電容誤差調(diào)節(jié)器輸出VEA_Cd得到VEA3，減去VEA_Cd得到VEA4；VEA2加上VEA_Cd得到VEA5，減去VEA_Cd得到VEA6。VEA3、VEA4分別與VTRI1交截生成A1、A2，VEA5、VEA6分別與VTRI2交截生成A3、A4。A1、A4通過(guò)下降沿捕獲分別得到Clock1、Clock4，A2、A3通過(guò)上升沿捕獲分別得到Clock2、Clock3。Clock1、Clock2通過(guò)RS 觸發(fā)器生成驅(qū)動(dòng)信號(hào)Q2_dri，Clock3、Clock4通過(guò)RS 觸發(fā)器生成Q4_dri。Q2_dri、Q4_dri分別通過(guò)反相互補(bǔ)生成Q1_dri、Q3_dri。

圖6 電容電壓控制電路框圖Fig.6 Capacitor voltage control circuit diagram

在隔直電容電壓控制電路中，如果 VCb低于Vin/2，那么VEA_Cb為正，使VEA1增大，VEA2減小，從而使Q2_dri的占空比減小，Q4_dri的占空比增大，波形如圖5 中Drive2所示。通過(guò)對(duì)Q2_dri占空比的減小和對(duì)Q4_dri占空比的增大，使得VCb迅速上升。相反，如果VCb高于Vin/2，那么VEA_Cb為負(fù)，使VEA1減小，VEA2增大，Q2_dri的占空比增大，Q4_dri的占空比減小，VCb迅速下降。最終，VCb=Vin/2，從而校正了Cb的偏壓現(xiàn)象。

此時(shí)，隔直電容已經(jīng)校正完畢。在輸入分壓電容均壓電路中，如果VCd1高于Vin/2，那么VEA_Cd為負(fù)，使VEA3和VEA5減小，VEA4和VEA6增大，A1和A3脈寬增大，A2和A4脈寬減小。Q2_dri上升沿和下降沿同時(shí)向后移動(dòng)，Q4_dri上升沿和下降沿同時(shí)向前移動(dòng)，波形如圖5 中Drive3所示。正半周的續(xù)流時(shí)間增加，負(fù)半周的續(xù)流時(shí)間減少，Cd1的放電時(shí)間增加，充電時(shí)間減少，VCd1迅速下降。相反，如果VCd1低于Vin/2，那么VEA_Cd為正，使VEA3和VEA5增大，VEA4和VEA6減小，A1和A3脈寬減小，A2和A4脈寬增大。Q2_dri上升沿和下降沿同時(shí)向前移動(dòng)，Q4_dri上升沿和下降沿同時(shí)向后移動(dòng)，VCd1迅速上升。最終，VCd1=Vin/2，從而實(shí)現(xiàn)Cd1和Cd2均壓控制。

由上述分析可知，隔直電容電壓控制電路通過(guò)雙沿調(diào)制，沒(méi)有改變兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的相位差；而輸入分壓電容均壓電路通過(guò)移相控制，也不改變占空比大小。隔直電容電壓控制電路和分壓電容均壓電路分別只調(diào)節(jié)一個(gè)受控量，因此不會(huì)出現(xiàn)相互耦合調(diào)節(jié)的現(xiàn)象，更容易趨于穩(wěn)定。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證理論分析和電容電壓控制策略，實(shí)驗(yàn)室研制了一臺(tái)四開(kāi)關(guān)三電平直流變換器原理樣機(jī)。系統(tǒng)參數(shù)如下:輸入電壓 Vin=800V；輸出電壓Vo=28V；輸出功率Po=2kW；Q1～Q4:IRFP460A；VDR1～VDR2:STPS200170TV1Y；分壓電容 Cd1=Cd2=470×2μF/450V；隔直電容Cb=4.7μF/700V。

為了驗(yàn)證正、負(fù)半周占空比以及相位差對(duì)分壓電容以及隔直電容電壓的影響，實(shí)驗(yàn)中分別向分壓電容電壓調(diào)節(jié)器和隔直電容電壓調(diào)節(jié)器輸出端注入固定電平，構(gòu)造占空比和相位差不對(duì)稱(chēng)情況。圖7 所示為偏壓工作下的主要波形圖。圖7a 給出了正半周占空比大于負(fù)半周的變換器工作波形:vAB正半周為Vin，負(fù)半周電壓高于Vin/2；ip在負(fù)半周峰值大于正半周；VCb高于Vin/2，VCd1高于VCb，所以上橋臂開(kāi)關(guān)管Q1電壓應(yīng)力高于下橋臂開(kāi)關(guān)管Q3。圖7b 給出了正、負(fù)半周驅(qū)動(dòng)相位差小于180°的變換器工作波形:vAB正半周為Vin，負(fù)半周電壓高于Vin/2；VCb=Vin/2，不受相位差影響，VCd1＞Vin/2，所以上橋臂開(kāi)關(guān)管Q1電壓應(yīng)力高于下橋臂開(kāi)關(guān)管Q3。同時(shí)，由于負(fù)半周續(xù)流結(jié)束后，一次電流反向不能實(shí)現(xiàn)一次側(cè)開(kāi)關(guān)管的軟開(kāi)關(guān)，Q3關(guān)斷、Q4開(kāi)通是硬開(kāi)關(guān)的過(guò)程，vAB出現(xiàn)電壓振蕩。圖7a、圖7b 驗(yàn)證了偏壓運(yùn)行的惡劣情況以及偏壓理論分析的正確性。

圖7 偏壓工作波形Fig.7 Experimental results of voltage unbalance

在圖7 所示的正、負(fù)半周占空比和相位差不對(duì)稱(chēng)程度下，圖8 給出了引入電容電壓策略后的變換器工作波形。從圖8 可以看出，vAB和ip正負(fù)半周對(duì)稱(chēng)，VCd1和VCb均等于Vin/2，上、下橋臂開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力相等。二次側(cè)整流二極管電壓應(yīng)力也相等。而二極管上的電壓振蕩是由于二極管結(jié)電容和變壓器漏感諧振造成，無(wú)可避免。實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了電容電壓控制策略的有效性。

圖8 引入電容電壓控制實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental results with capacitor voltage control strategy

4 結(jié)論

本文針對(duì)四開(kāi)關(guān)半橋TL 直流變換器可能出現(xiàn)的輸入分壓電容和隔直電容的偏壓運(yùn)行問(wèn)題，提出了一種雙沿調(diào)制的電容電壓策略，通過(guò)調(diào)節(jié)正、負(fù)半周占空比以及相位差，實(shí)現(xiàn)分壓電容和隔直電容的電壓控制，提高變換器運(yùn)行的可靠性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文理論分析和電容電壓控制策略的有效性。

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