微電容陣列檢測(cè)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

葛維冬，許德章，何慧娟

（安徽工程大學(xué) a.先進(jìn)數(shù)控和伺服驅(qū)動(dòng)技術(shù)安徽省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室；b.機(jī)器人產(chǎn)業(yè)技術(shù)研究院，安徽 蕪湖 241000）

微電容陣列檢測(cè)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

葛維冬，許德章，何慧娟

（安徽工程大學(xué) a.先進(jìn)數(shù)控和伺服驅(qū)動(dòng)技術(shù)安徽省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室；b.機(jī)器人產(chǎn)業(yè)技術(shù)研究院，安徽 蕪湖 241000）

通過(guò)實(shí)驗(yàn)分析了電容讀取芯片MS3110P各項(xiàng)性能指標(biāo)，并設(shè)計(jì)了一款能自適應(yīng)匹配模擬開關(guān)產(chǎn)生的電荷注入效應(yīng)的P控制器；開發(fā)出一款具有單電容陣列測(cè)量模式和差分電容陣列測(cè)量模式的微電容陣列檢測(cè)電路，并探討了其寄生電容產(chǎn)生的原因。測(cè)試結(jié)果表明，該檢測(cè)電路克服了各種寄生電容對(duì)傳感器的影響，提高了測(cè)量精度，能夠應(yīng)用于MEMS觸覺傳感器微電容陣列的測(cè)量。

微電容陣列；觸覺傳感器；寄生電容；MS3110P

電容式傳感器由于具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、分辨力高、工作可靠、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、可非接觸測(cè)量，并能在高溫、高輻射和強(qiáng)烈振動(dòng)等惡劣條件下工作等優(yōu)點(diǎn)，已在工農(nóng)業(yè)生產(chǎn)的許多領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用，如在觸覺傳感器系統(tǒng)中，電容傳感器被用來(lái)獲得壓力信號(hào)。

針對(duì)微電容單元的測(cè)量，國(guó)內(nèi)外研究者進(jìn)行了不少探索，并提出了多種測(cè)量電容的方法［1］，包括充/放電法、AC電橋法、交流鎖相放大法、基于V / T變換的方法［2］、基于混沌理論的恒流式混沌法和基于電荷放大原理的方法［3］等；但這些方法難以測(cè)量微電容陣列，也無(wú)法對(duì)模擬開關(guān)本身的電容進(jìn)行分析。

本文介紹了通用電容讀取芯片MS3110［4-5］；設(shè)計(jì)了自適應(yīng)P控制器，用于匹配模擬開關(guān)產(chǎn)生的注入電荷引起的電容［6］；探討了寄生電容的由來(lái)，通過(guò)理論分析與探索實(shí)驗(yàn)，開發(fā)出一款具有單電容測(cè)量模式和差分電容陣列測(cè)量模式的微電容陣列檢測(cè)電路。

1 電容檢測(cè)芯片的介紹

MS3110的原理框圖如圖1所示。MS3110主要由電容補(bǔ)償電路、電荷放大器、低通濾波器以及驅(qū)動(dòng)放大器組成。CS1IN、CS2IN為被讀取差分電容對(duì)；CS1和CS2為MS3110芯片內(nèi)置的可調(diào)補(bǔ)償電容陣列，用于調(diào)節(jié)由于輸入電容不對(duì)稱引起的偏置。Cf為電荷放大器的可調(diào)積分電容，用于調(diào)節(jié)前端積分器的增益。MS3110的理論傳輸函數(shù)為V0=[V2P25×1.14×Gain×（CS2T-CS1T）]/Cf+VREF。其中：CS1T=CS1IN+CS1=Ct1+Cn1+CS1；CS2T=CS2IN+CS2=Ct2+Cn2+CS2；V0為直流輸出電壓；V2P25為其輸入?yún)⒖茧妷海ǔ＿x2.25 V。Cf可通過(guò)編程調(diào)整，實(shí)驗(yàn)要求Cf≥1.5 pF；Ct1和Ct2為待測(cè)電容值；Cn1和Cn2為接插件的寄生電容；Gain取2或4，可通過(guò)編程選擇；VREF取0.5 V或2.25 V，可通過(guò)編程選擇。

圖1 MS3110P等效測(cè)量電路

2 測(cè)量電路設(shè)計(jì)與分析

2.1 測(cè)量電路基本原理

基于MS3110P的微小電容測(cè)量電路由主控芯片、模擬開關(guān)、電容檢測(cè)芯片MS3110P、虛擬儀器和上位機(jī)控制界面組成，系統(tǒng)框圖如圖2所示。

圖2 微電容陣列檢測(cè)系統(tǒng)框圖

電路采用Freescale公司的MC9SXS128MAL為主控芯片，分別控制模擬開關(guān)、MS3110P和藍(lán)牙。檢測(cè)結(jié)果由MS3110P輸出，經(jīng)12位A/D采樣，通過(guò)P控制器反饋到主控芯片實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制。所有參數(shù)經(jīng)藍(lán)牙傳輸?shù)缴衔粰C(jī)，測(cè)量數(shù)據(jù)經(jīng)虛擬儀器PXI4461采集卡傳輸?shù)缴衔粰C(jī)顯示（圖3）。

圖3 測(cè)量電路板和數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)

2.2 模擬開關(guān)電路原理和特性分析

模擬開關(guān)和MS3110P的電路連接如圖4所示，此電路共有2種工作模式。

圖4 模擬開關(guān)和MS3110P的電路連接

模式一：?jiǎn)坞娙蓐嚵袙呙铚y(cè)量。在此模式下，CD4052_a工作, CD4052_b禁止，單片機(jī)控制模擬開關(guān)的時(shí)序來(lái)達(dá)到分別測(cè)量電容陣列的目的，真值表見表1。表1中，B、A分別代表模擬開關(guān)的兩個(gè)引腳，其高低電平用于選擇模擬通道。

表1 單電容陣列掃描測(cè)量模式

模式二：差分電容陣列掃描測(cè)量。工作在此模式下時(shí)，CD4052_a和CD4052_b均工作，單片機(jī)同時(shí)控制兩片模擬開關(guān)的時(shí)序進(jìn)行差分掃描測(cè)量，真值表見表2。

表2 差分電容陣列掃描測(cè)量模式

2.3 MS311P性能分析

為了測(cè)試MS3110P芯片的性能，我們通過(guò)編程改變芯片內(nèi)部的可調(diào)電容陣列，將其輸入引腳與模擬開關(guān)的輸出引腳相連，最終得到圖5（a）所示的曲線。圖5（a）中，實(shí)線為測(cè)量的原始信號(hào)，其震蕩波形顯示了程序加載芯片內(nèi)部電容CS2時(shí)的執(zhí)行過(guò)程，星點(diǎn)線為對(duì)原始信號(hào)進(jìn)行采樣濾波后的結(jié)果，可以看出MS3110輸出的線性度非常好。實(shí)驗(yàn)中，選取Gain=2, 可調(diào)積分電容Cf=9.5 pF，VREF=0.5 V，那么MS3110理論傳遞函數(shù)為。其中：C表示待測(cè)電容值，單位為皮法（pF）；V表示輸出電壓值，單位為伏特（V）。

在實(shí)際測(cè)定過(guò)程中，設(shè)置CS1=0 pF，另CS2以76 fF的步長(zhǎng)依次增大，其輸入輸出擬合曲線如圖5（b）所示。其中橫軸為被測(cè)標(biāo)準(zhǔn)電容值，縱軸為電容檢測(cè)電路的電壓值。由圖5（b）可得平均回歸函數(shù)為V0= 0.540 37C+0.510 95，與理論基本吻合，其平均線性相關(guān)系數(shù)為0.999 78［5］。系統(tǒng)的靈敏度為0.540 37 V/pF。

測(cè)試結(jié)果表明，由于MC9SXS128MAL集成的A/D轉(zhuǎn)換器為12位，當(dāng)Cf取9.5 pF時(shí)，系統(tǒng)對(duì)電容的分辨率只有0.54 fF?？梢姡珹/D轉(zhuǎn)換器的分辨率是制約檢測(cè)精度的重要因素，因此可考慮采用更高位數(shù)的A/D轉(zhuǎn)換器。

圖5 MS3110P線性度測(cè)試

3 實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

3.1 解決模擬開關(guān)產(chǎn)生的電荷注入效應(yīng)

解決模擬開關(guān)產(chǎn)生的電荷注入效應(yīng)主要有兩種辦法。

一種是白國(guó)花等人提出的用CPLD設(shè)計(jì)合理的開關(guān)時(shí)序，并采用差動(dòng)原理消除電子開關(guān)的電荷注入效應(yīng)［6］。但在實(shí)際芯片中，同一片模擬開關(guān)的不同通道的電荷注入效應(yīng)是存在強(qiáng)弱差異的（見圖6），因此，這種方法很難達(dá)到預(yù)期的目的。

另一種方法是利用如圖7所示的P控制器，實(shí)時(shí)匹配由模擬開關(guān)電荷注入效應(yīng)產(chǎn)生的電容和MS3110P內(nèi)部可調(diào)電容。即：將四個(gè)通道設(shè)定為相同的初始值，本實(shí)驗(yàn)設(shè)定為0.5 V，通過(guò)A/D 和P控制器將采集結(jié)果反復(fù)迭代至預(yù)定的期望值（圖8）。圖8（a）是單電容陣列測(cè)量模式調(diào)整測(cè)試過(guò)程，預(yù)設(shè)值為0.5 V。圖8（b）是差分電容陣列測(cè)量模式調(diào)整測(cè)試過(guò)程，預(yù)設(shè)值為2.25 V。其中曲線震蕩部分是程序的執(zhí)行過(guò)程，點(diǎn)畫線是四個(gè)通道調(diào)整的過(guò)程，實(shí)線是調(diào)整后的四個(gè)通道的輸出，三角形標(biāo)記表示調(diào)整過(guò)程中有效輸出值，圓點(diǎn)線為插入標(biāo)準(zhǔn)電容后的輸出。

圖6 同一模擬開關(guān)不同通道的輸出

圖7 P控制器流程圖

圖8 P控制器調(diào)整測(cè)試過(guò)程

分析圖8可知，測(cè)出的電容值比標(biāo)準(zhǔn)電容值平均大0.6 pF, 為了驗(yàn)證這是否是由電路板中接插件等產(chǎn)生的寄生電容所引起的，做了如下實(shí)驗(yàn)。

3.2 探索寄生電容的由來(lái)

由于電容式傳感器的初始電容量很小，一般在皮法級(jí)，而連接傳感器與電子線路所用電纜的電容、雜散電容，以及傳感器內(nèi)極板與周圍導(dǎo)體構(gòu)成的電容等所形成的寄生電容卻較大，這些電容不僅降低了傳感器的靈敏度，而且它們的大小隨機(jī)變化，使儀器工作很不穩(wěn)定，影響測(cè)量精度，甚至使傳感器無(wú)法正常工作。因此必須找到它們的產(chǎn)生途徑，并設(shè)法減小其對(duì)電容傳感器的影響［7］。

單電容測(cè)量模式下的測(cè)量結(jié)果如圖9（a）示。其中，點(diǎn)畫線表示經(jīng)過(guò)P控制器調(diào)整好后的測(cè)量系統(tǒng)，星號(hào)標(biāo)記代表測(cè)量的有效值。將空板電容、空板加標(biāo)準(zhǔn)電容的總電容、待測(cè)電容和標(biāo)準(zhǔn)電容值畫在同一圖上，得到圖9（b）。差分電容測(cè)量模式的測(cè)量結(jié)果見圖10。

從圖9（b）和圖10（b）可以看出，除去空電路板電容后，測(cè)量結(jié)果更接近于實(shí)際值。但在單電容陣列掃描測(cè)量模式下，測(cè)量結(jié)果還是比實(shí)際值平均偏大0.2 pF, 這可能是由焊錫引起的寄生電容?？梢?，在此實(shí)驗(yàn)中差分電容陣列測(cè)量模式比單電容測(cè)量模式精度高。在實(shí)際的MEMS傳感器測(cè)量中，測(cè)量的都是電容的變化量，故這個(gè)誤差不會(huì)影響測(cè)量結(jié)果。

圖9 單電容模式下的電容陣列測(cè)量結(jié)果

圖10 差分電容模式下的電容陣列測(cè)量結(jié)果

對(duì)于空PCB板，其寄生電容是由空PCB板與電路板之間連接用的排針之間產(chǎn)生的。電容的表達(dá)式為C=ε0εrS/d，其中ε0和εr分別表示真空介電常數(shù)和電介質(zhì)相對(duì)介電常數(shù)，d表示極板間距，S是電容電極板面積。可知，相鄰插針間距d越小，寄生電容就越大；相間插針間距d越大，寄生電容就越小。將接口處進(jìn)行剖視，得到如圖11中的剖視圖A-A，可估算出其接觸面積S≈2.5×0.8×10=20 mm2。取插針外圍的塑料的相對(duì)介電常數(shù)為6，兩相鄰插針間距為2.54 mm，但考慮到插針直徑為0.8 mm，因此取電極間距約為2 mm, 可以求得寄生電容值為0.531 pF。此值跟測(cè)量結(jié)果之間存在微小誤差，這可能是忽略了焊錫產(chǎn)生的電容引起的。

圖11 空板電容分析

另外，由圖11中可以看出，雖然都是相間引腳，1、3引腳間的電容值卻大于2、4引腳間的電容值。觀察PCB板可知，1、3引腳的走線長(zhǎng)且彎曲，而2、4恰好相反?？梢姡琍CB布線也是影響寄生電容的原因之一。

3.3 寄生電容的抑制方法

根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果［8］可以得出結(jié)論，采取以下措施可抑制寄生電容的產(chǎn)生：1）電容和測(cè)量電路盡可能不用接插件連接，或使兩者一體化；2）在無(wú)法滿足1）的情況下，可以將接口一分為二，即增大兩電極間的距離，從而降低寄生電容的干擾［9］。

4 結(jié)束語(yǔ)

（1）通過(guò)實(shí)驗(yàn)詳細(xì)闡述了MS3110P通用電容檢測(cè)芯片的性能，驗(yàn)證了該芯片具有良好的線性度，可用于MEMS電容陣列傳感器的測(cè)量。

（2）設(shè)計(jì)了基于MS3110P芯片的、能分別測(cè)量單電容陣列和差分電容陣列的檢測(cè)系統(tǒng)，提出了能自動(dòng)匹配模擬開關(guān)產(chǎn)生的電荷注入效應(yīng)的P控制，通過(guò)閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)了高精度測(cè)量，很好地解決了電荷注入效應(yīng)帶來(lái)的電容誤差。

（3）探討了電容檢測(cè)電路寄生電容的產(chǎn)生原因及抑制方法，為設(shè)計(jì)電容傳感器電路提供了參考。

（4）實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該電容陣列檢測(cè)系統(tǒng)具有一定的測(cè)量精度和較高的靈敏度，能滿足MEMS傳感器微電容整列的測(cè)量要求。

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【責(zé)任編輯 梅欣麗】

Analysis and Design of Micro-capacitor Array Detection Circuit

GE Weidong，XU Dezhang，HE Huijuan
（a. Provincial Key Laboratory of Advanced Numerical Control and Servo Technology； b. Institute of Robot Industrial Technology, Anhui Polytechnic University, Wuhu 241000, China）

In view of the capacitance reading chip MS3110P has the internal programmable capacitor array that can be used for matching the capacitance error derived from the analog switches, this article analyzes the various performance indicators based on the experiments. A P controller used to match the charge injection effect conducted by the analog switch has been designed. The micro-capacitor array detection circuit owning the function of single capacitance array measurement mode and differential capacitance array measurement mode has been designed. Besides, causes of parasitic capacitance have been discussed. The experimental results have demonstrated the designed circuit overcame the impact of various parasitic capacitances on sensor and enhanced the measuring accuracy. It could also meet the needs of the measurement requirements of micro-capacitor array for MEMS sensors.

micro-capacitor array； tactile sensor； parasitic capacitance； MS3110P

TP212. 1

A

2095-7726（2015）03-0045-05

2015-01-01

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（51175001）；安徽省高校省級(jí)自然科學(xué)研究項(xiàng)目（TSKJ2014B12）

葛維冬（1989-），男，浙江臨海人，碩士研究生，研究方向：機(jī)器人機(jī)構(gòu)與控制。