短波接收機(jī)跟蹤預(yù)選濾波器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

梅 冬，唐 靜，朱 立，徐林山，黎 琴

(1.常州國光數(shù)據(jù)通信有限公司，江蘇 常州213023;2.武漢理工大學(xué) 信息工程學(xué)院，湖北 武漢430070)

隨著現(xiàn)代無線通信設(shè)備的不斷增加，信號愈加擁擠，電磁環(huán)境日益復(fù)雜。短波接收機(jī)的設(shè)計(jì)越來越向高線性度、大動態(tài)范圍、高靈敏度和強(qiáng)抗干擾能力的方向發(fā)展，而要實(shí)現(xiàn)這些目標(biāo)最重要的是實(shí)現(xiàn)性能優(yōu)良的預(yù)選濾波器。國外短波預(yù)選濾波器的研究起步較早，理論和工藝較為成熟，已出現(xiàn)了利用半導(dǎo)體工藝結(jié)合有源阻抗變換器構(gòu)造短波預(yù)選濾波器的新方法。而國內(nèi)應(yīng)用較多的是分段帶通濾波器產(chǎn)品，技術(shù)差距較大。

筆者設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種滿足短波接收機(jī)高中頻前端系統(tǒng)指標(biāo)要求的預(yù)選濾波器。其主要技術(shù)指標(biāo)滿足當(dāng)頻率偏離中心頻率10%時(shí)，衰減不小于38 dB，濾波器增益不低于7 dB［1-3］。

1 短波跟蹤預(yù)選濾波器設(shè)計(jì)與性能分析

1.1 短波接收機(jī)高中頻前端設(shè)計(jì)方案

短波接收機(jī)高中頻前端結(jié)構(gòu)如圖1 所示。由天線接收到的短波無線電信號進(jìn)入可控衰減器以防止強(qiáng)接收信號產(chǎn)生的阻塞現(xiàn)象，其輸出由跟蹤預(yù)選濾波器組1 預(yù)選頻后，經(jīng)低噪聲放大器放大，再由跟蹤預(yù)選濾波器組2 進(jìn)一步選頻濾除鄰道干擾和噪聲，所得信號與本振信號混頻得到所需的中頻信號輸出。其中，可控衰減器和低噪聲放大器受AGC 電壓控制，波段選擇控制跟蹤預(yù)選濾波器組1 和2 的工作頻段［4-5］。

圖1 短波接收機(jī)高中頻前端結(jié)構(gòu)圖

1.2 預(yù)選濾波器特性分析

選頻回路是實(shí)現(xiàn)預(yù)選濾波器性能的關(guān)鍵，筆者設(shè)計(jì)的互感耦合雙調(diào)諧回路如圖2 所示。圖2中RS為信號源IS的內(nèi)阻，RL為負(fù)載電阻。初級線圈L1與次級線圈L2分別置于相互隔離的屏蔽盒中(如虛線框所示)，均可由磁芯微調(diào)其電感量，信號源與負(fù)載均通過抽頭部分接入，初、次級通過L2中一段LM部分耦合，兩線圈通過調(diào)節(jié)電容C1、C2實(shí)現(xiàn)雙調(diào)諧［6］。

圖2 互感耦合雙調(diào)諧回路

1.2.1 單級雙調(diào)諧回路特性分析

假設(shè)圖2 中1 -2、2 -3、4 -5、5 -6、6 -7 段線圈匝數(shù)分別為n1、n2、n3、n4、n5，且其磁芯性能與繞制結(jié)構(gòu)均一致，則：式中，L0為與結(jié)構(gòu)尺寸及導(dǎo)磁率有關(guān)的系數(shù)，其耦合系數(shù)為：

而初、次級回路的接入系數(shù)分別為：

圖2 的并聯(lián)等效電路如圖3 所示，其中RP1、RP2分別為初、次級回路的空載并聯(lián)諧振電阻，則：

圖3 并聯(lián)等效電路

為使耦合諧振回路具有較好的幅頻特性，取初、次級回路各參數(shù)相同，L=L1=L2，C=C1=C2，R=R1=R2，ω0=ω1=ω2。將圖3 的初、次級回路進(jìn)一步等效為串聯(lián)諧振的形式，在滿足Q?1 的條件下，則等效變換后的電容、電感值近似不變，而等效串聯(lián)諧振電阻r=1/(Rω20C2)。

因此，互感耦合諧振回路諧振曲線的相對抑制比為：

當(dāng)η ＜1 時(shí)為欠耦合，耦合回路的雙諧振曲線比單回路諧振曲線更尖銳。當(dāng)η =1 時(shí)為臨界耦合，由回路通頻帶定義可知解得代入廣義失諧定義式，可得互感耦合雙諧振回路的通頻帶為同理，令α=0.1，可得BW0.1=4.46f0/Q。因此矩形系數(shù)Kr=BW0.1/BW0.7≈3.15，遠(yuǎn)小于單諧振回路的矩形系數(shù)9.95。當(dāng)η ＞1 時(shí)為過耦合，耦合回路諧振曲線出現(xiàn)雙峰，且隨著η 的增大，其谷點(diǎn)下凹越嚴(yán)重，但只要中心凹陷不低于即可滿足通頻帶要求，而矩形系數(shù)卻會隨η 增大而進(jìn)一步減小。故筆者的設(shè)計(jì)在臨界耦合或弱過耦合時(shí)其選頻特性遠(yuǎn)優(yōu)于單選頻回路［7-8］。

1.2.2 兩級級聯(lián)雙調(diào)諧回路特性

參照圖1 的短波接收機(jī)高中頻前端結(jié)構(gòu)，跟蹤預(yù)選濾波器1、2，為在其中間插入低噪聲放大器的兩級級聯(lián)互感耦合雙調(diào)諧回路，其通頻帶內(nèi)的電壓傳輸系數(shù)應(yīng)為低噪聲放大器的放大倍數(shù)。由式(10)可知，一級雙諧振回路在臨界耦合時(shí)的諧振曲線為而總諧振曲線應(yīng)為兩級雙調(diào)諧回路諧振曲線的乘積，即A(ω)/A(ω0)=α2=4/(4+ξ4)，令可算得兩級雙調(diào)諧回路級聯(lián)后的矩形系數(shù)為：

若為弱過耦合，則級聯(lián)后的矩形系數(shù)將會更小?；ジ旭詈想p調(diào)諧回路通過兩級級聯(lián)后，矩形系數(shù)比單級的雙調(diào)諧回路更為理想，大大提高了濾波器的選頻與抗鄰道干擾的性能［9-10］。

1.3 短波波段的劃分

頻率覆蓋系數(shù)為調(diào)諧回路的最高諧振頻率與最低諧振頻率之比，用kf表示，即：

短波波段頻率范圍為1.6 ～30 MHz，若全波段僅設(shè)置一個(gè)濾波器，則頻率覆蓋系數(shù)大于18。而互感耦合雙調(diào)諧回路是通過調(diào)節(jié)兩回路的電容C1、C2來實(shí)現(xiàn)耦合回路的調(diào)諧。由f=1/(2π·可知電容覆蓋系數(shù)kc=Cmax/Cmin=≈324，而要找到覆蓋系數(shù)如此大的電容是不可能的。同時(shí)由易知諧振回路頻率高端和低端的回路Q0值會隨著調(diào)諧電容的變化而產(chǎn)生很大的變化。綜合考慮濾波器應(yīng)具有高選擇性、低帶內(nèi)波動的要求，將其頻率范圍劃分為8 個(gè)波段，可算出每個(gè)波段的頻率覆蓋系數(shù)為：

因此分波段后容易保證良好的電調(diào)諧特性。筆者取分段后頻率覆蓋系數(shù)為1.45，并留一定的頻率富余量，為此將波段頻率范圍分別設(shè)置為

1.55 ～2.25 MHz、2.25 ～3.26 MHz、3.26 ～4.73 MHz、4.73 ～6.85 MHz、6.85 ～9.94 MHz、9.94 ～14.41 MHz、14.41 ～20.89 MHz 和20.89 ～30.29 MHz。可算得電容覆蓋系數(shù)kc≈2.1，因此只要選取覆蓋系數(shù)大于2. 1 的可調(diào)節(jié)電容，即可滿足回路的調(diào)諧要求［11］。

2 短波跟蹤預(yù)選濾波器的設(shè)計(jì)

筆者提出的分波段短波跟蹤預(yù)選濾波器的設(shè)計(jì)框圖如圖4 所示。

圖4 分波段短波跟蹤預(yù)選濾波器的設(shè)計(jì)框圖

圖4 中，天線接收到的1.6 ～30 MHz 短波在信號過強(qiáng)時(shí)，先由可控衰減器進(jìn)行必要的衰減，經(jīng)波段選擇選定相應(yīng)波段，再由該波段的預(yù)選濾波器1選頻，然后由增益可控低噪聲放大器放大，再經(jīng)過預(yù)選濾波器2 選頻，濾除鄰道干擾和噪聲后送至混頻器混頻。波段選擇由3 ～8 譯碼器同時(shí)控制波段開關(guān)組1、2、3 和4 確定接通相應(yīng)波段。之后由主控制器根據(jù)接收頻率得到對應(yīng)的頻率控制字，獲得相應(yīng)調(diào)諧電壓對兩互感耦合雙調(diào)諧回路進(jìn)行跟蹤調(diào)諧。可控衰減器和低噪聲放大器則分別由主控制器統(tǒng)一經(jīng)衰減控制和增益控制所控制。

預(yù)選濾波器各波段均選用結(jié)構(gòu)完全相同的互感耦合雙調(diào)諧回路，各波段電容與電感的取值取決于波段的工作頻率范圍。回路中電感值固定，選用變?nèi)荻O管由調(diào)諧電壓改變電容值，實(shí)現(xiàn)預(yù)選濾波器的跟蹤調(diào)諧。

波段選通第5 波段(6.85 ～9.94 MHz)的具體電路如圖5 所示，由豎虛線劃分為通過電容耦合的預(yù)選濾波器1、低噪聲放大器和預(yù)選濾波器2這3 部分組成。采用兩支變?nèi)莨芡瑯O性背靠背串接再兩組并聯(lián)，如D51～D54所示，其總電容量仍為單支變?nèi)荻O管的容值，該結(jié)構(gòu)避免了信號過強(qiáng)使變?nèi)荻O管正向?qū)▽芈返挠绊??；芈分芯捎貌⒙?lián)半可調(diào)電容C51～C54以便校正頻率。諧振回路的輸入、輸出均通過抽頭耦合來滿足系統(tǒng)要求的50 Ω阻抗匹配。

以濾波器1 的初級為例，若回路最佳全諧振時(shí)的有載QL值約為30，由式(9)可得k=1/Q≈0.03;由式(3)可得n4/(n3+n4+n5)=1/30，即L51的次級耦合線圈LM匝數(shù)為次級線圈總匝數(shù)的1/30。該波段諧振頻率的上、下邊界值分別為6.85 MHz和9.94 MHz，若取L51初、次級電感值均為10 μH，經(jīng)計(jì)算可得對應(yīng)的電容變化范圍為26 ～54 pF。圖6 為選用的變?nèi)荻O管BB207，圖6(a)為封裝圖;圖6(b)為管腳內(nèi)部圖;一片BB207 包含兩支背靠背聯(lián)接的變?nèi)荻O管。圖6(c)為其內(nèi)部單支變?nèi)荻O管電容值隨反向電壓變化的特性曲線，當(dāng)反向電壓從-1 ～-10 V 變化時(shí)，電容的變化范圍約為80 ～23 pF，其電容覆蓋系數(shù)達(dá)到3.5。因此，只需選用兩片BB207 并接，即可滿足要求。

圖5 第5 波段跟蹤預(yù)選濾波器電路圖

圖6 變?nèi)荻O管BB207

3 仿真及指標(biāo)測量

采用Agilent 公司的ADS 軟件對所設(shè)計(jì)的短波跟蹤預(yù)選濾波器的8 個(gè)波段分別進(jìn)行仿真。以第5 波段(6.85 ～9.94 MHz)為例進(jìn)行仿真，取靠近上、下邊界頻率的7.00 MHz 和9.50 MHz 兩個(gè)頻點(diǎn)。當(dāng)中心頻率m1為7.00 MHz 時(shí)的仿真結(jié)果如圖7 所示，當(dāng)頻率m2為6.30 MHz(低于中心頻率10%)時(shí)，衰減約為71 dB;當(dāng)頻率m3為7.70 MHz(高于中心頻率10%)時(shí)，衰減約為52 dB。中心頻率m1為9.50 MHz 時(shí)的仿真結(jié)果如圖8 所示，當(dāng)頻率m2為8.55 MHz(低于中心頻率10%)時(shí)，衰減約為70 dB;當(dāng)頻率m3為10.45 MHz(高于中心頻率10%)時(shí)，衰減約為47 dB。由此可見筆者所討論的互感耦合雙諧振濾波器電路具有較高的選擇性及抗鄰道干擾能力，可以滿足短波數(shù)控抗干擾跟蹤預(yù)選濾波器的指標(biāo)要求。

圖7 中心頻率為7.00 MHz 時(shí)的仿真結(jié)果

圖8 中心頻率為9.50 MHz 時(shí)的仿真結(jié)果

對實(shí)際設(shè)計(jì)的短波跟蹤預(yù)選濾波器電路的8個(gè)波段分別選取合適頻率點(diǎn)，采用Agilent 公司的S 參數(shù)網(wǎng)絡(luò)分析儀，測試在中心頻率點(diǎn)的增益值及偏離調(diào)諧頻率±10%頻率處的衰減值如表1所示。

從表1 可以看出實(shí)測數(shù)據(jù)與仿真結(jié)果相差不大，每波段選取一個(gè)頻率點(diǎn)測試，諧振頻率點(diǎn)的增益均不低于7.5 dB，而當(dāng)偏離諧振頻率±10%時(shí)，衰減均不小于40 dB。實(shí)測數(shù)據(jù)驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)的預(yù)選濾波器具有較好的抗鄰道干擾性能，該濾波器可有效地抑制帶外強(qiáng)干擾。因此，將其應(yīng)用于短波接收機(jī)，可有效提高抑制帶外強(qiáng)干擾的能力。

表1 1.6 ～30 MHz 跟蹤預(yù)選濾波器的實(shí)測數(shù)據(jù)

4 結(jié)論

由互感耦合雙調(diào)諧回路構(gòu)成的短波跟蹤預(yù)選濾波器，通過改變調(diào)諧電壓來控制變?nèi)荻O管參數(shù)，實(shí)現(xiàn)預(yù)選跟蹤濾波。對實(shí)際制作濾波器樣品的測試數(shù)據(jù)初步達(dá)到了所要求的性能指標(biāo)，具有工作頻率切換速度快、調(diào)諧精度高和體積小等特點(diǎn)。目前已經(jīng)實(shí)際應(yīng)用于實(shí)驗(yàn)室的短波接收機(jī)高中頻前端電路，滿足抗鄰道干擾的指標(biāo)要求。

［1］王燕君. 軟件無線電跳頻電臺接收機(jī)射頻前端設(shè)計(jì)［J］. 電訊技術(shù)，2012，52(6)：969 -973.

［2］METELEV S A. Modification of the Watterson model of the ionospheric HF radio communication channel for adaptive spaced reception［J］. Radiophysics and Quantum Electronics，2012，55(4)：241 -252.

［3］MASSE M R，PURSLEY M B，SKINNER J S. Adaptive coding for frequency-hop transmission over fading channels with partial -band interference［J］.IEEE Transactions on Communications，2011，59(3)：854-862.

［4］惠志達(dá)，袁宇丹，郭亞煒，等. 一種適用于可配置發(fā)射機(jī)中的數(shù)模轉(zhuǎn)換器和濾波器模塊［J］. 復(fù)旦學(xué)報(bào)：自然科學(xué)版，2011，50(4)：410 -416.

［5］DJOUMESSI E E，TATU S O，WU K. Frequency -agile dual-band direct conversion receiver for cognitive radio systems［J］. IEEE Transactions on Communications，2010，58(1)：87 -94.

［6］尤志剛，林先其，鄧立科. 電調(diào)諧濾波器的研究與設(shè)計(jì)［J］. 通信技術(shù)，2011，44(1)：162 -163.

［7］陳永泰，劉泉. 通信電子線路原理與應(yīng)用［M］. 北京：高等教育出版社，2011：103 -122.

［8］JOSHI H，SIGMARSSON H H，MOON S，et al. High-Q fully reconfigurable tunable bandpass filters［J］. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2009，57(12)：3525-3533.

［9］ANDREWS C，MOLNAR A. Implications of passive mixer transparency for impedance matching and noise figure in passive mixer - first receivers ［J］. IEEE Trans Circuits Syst，2010，57(12)：3092 -3103.

［10］尤志剛.基于變?nèi)荻O管的跳頻濾波器研究與實(shí)現(xiàn)［D］.成都：電子科技大學(xué)圖書館，2013.

［11］LATIF M，SALFI A U，SHAFIQUE M Q，et al. Synthesis and full - wave EM simulation of Ku - band direct - coupled 10th order dual - band Zolotarev bandpass filter and performance comparison with Chebyshev bandpass filter［C］// 2012 IEEE First AESS European Conference on Satellite Telecommunications. ［S.l.］：IEEE，2012：1 -4.