改進的MMC子模塊電壓均衡策略

Improved MMC Sub-module Voltage Equalizing Strategy

肖　浩　高桂革　曾憲文　裴澤陽　葉　航

(上海電機學(xué)院電氣學(xué)院，上?！?00240)

改進的MMC子模塊電壓均衡策略

Improved MMC Sub-module Voltage Equalizing Strategy

肖浩高桂革曾憲文裴澤陽葉航

(上海電機學(xué)院電氣學(xué)院，上海200240)

摘要：在傳統(tǒng)子模塊電容均壓策略下,模塊化多電平變流器(MMC)開關(guān)器件存在開關(guān)頻率高、開關(guān)損耗大的缺點。對此，提出了一種改進的子模塊電容均壓策略。在原有電容電壓排序法的基礎(chǔ)上，通過設(shè)定子模塊電壓最大允許偏差值以及當(dāng)前橋臂子模塊開通數(shù)目來決定子模塊的開通選擇。分析了單純依靠子模塊電壓偏差值確定子模塊開通信號存在的問題。最后通過Matlab/Simulink軟件仿真驗證了該策略的有效性。

關(guān)鍵詞：模塊化多電平變流器最近電平逼近電壓均衡開關(guān)損耗Matlab/Simulink

Abstract：In traditional sub-module capacitor voltage equalizing strategy, the modular multilevel converter (MMC) exists the defect such as the switching frequency of switching devices is high and the switching losses are high, thus the improved sub-module capacitor voltage equalizing strategy is proposed. On the basis of existing capacitor voltage sequencing method, through setting maximum allowable deviation of the sub-module and the current number of opening bridge arms of sub-module, to decide the opening selection of sub-module. The problems existing in the method that determining sub-module opening signal only depending on the value of sub-module voltage deviation are explained and analyzed. Finally, the effectiveness of this strategy is verified through Matlab/Simulink software simulation.

Keywords：Modular multilevel converter(MMC)Nearest level approximationVoltage equalizingSwitching lossesMatlab/Simulink

0引言

模塊化多電平變流器(modular multi-level converter，MMC)最早由Marquardt R教授于2001年提出并申請專利，它由多個結(jié)構(gòu)相同的子模塊(sub-module,SM)級聯(lián)構(gòu)成。在柔性直流輸電系統(tǒng)中，與傳統(tǒng)兩電平或者三電平拓撲結(jié)構(gòu)的電壓源換流器相比，MMC具有明顯的優(yōu)勢[1-2]。

如何在動態(tài)過程中實現(xiàn)各個子模塊電容電壓的均衡控制，使得能量在整個換流器中均勻分配，是MMC拓撲實現(xiàn)的難點之一。文獻[3]引入保持因子的控制方法，但該方法是一種非定量的方法；文獻[4]提出了一種改變電壓排序時間或子模塊投切時間的電容電壓平衡控制方法；文獻[5]研究了采用載波移相調(diào)制的模塊化多電平換流器電容電壓平衡控制方法。

本文提出了一種改進的MMC子模塊電壓均衡控制策略，通過量化子模塊電壓最大值與最小值偏差范圍來達到降低開關(guān)損耗的目的。該控制策略控制簡單，實現(xiàn)起來也十分方便，而且可以針對不同的應(yīng)用范圍調(diào)整偏差值的大小，從而實現(xiàn)在保證MMC輸出諧波含量的前提下降低MMC開關(guān)損耗的目的。

1MMC基本原理

單相(a相)MMC的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。每一相有上下兩個橋臂，每個橋臂有N個子模塊(SM1~SMn)，上下橋臂之間串聯(lián)兩個限流電抗器。每個子模塊由兩個開關(guān)器件、兩個反并聯(lián)二極管和一個穩(wěn)壓電容組成。

圖1　單相MMC拓撲結(jié)構(gòu)

子模塊的運行狀態(tài)決定著MMC上下橋臂電壓的輸出值大小。子模塊投入運行,則輸出電壓值為電容電壓值，切除時輸出電壓值為零。子模塊工作狀態(tài)如表1所示。

表1　子模塊運行狀態(tài)

由圖1所示單相MMC拓撲結(jié)構(gòu)，根據(jù)基爾霍夫電壓定律和基爾霍夫電流定律可知[5-10]：

(1)

(2)

式中：ua為MMC輸出電壓；uU、uL分別為上下橋臂對地點電壓；L為限流電抗器電感值；udc為直流母線電壓；idiff為同時流過上下橋臂的換流器內(nèi)部電流。

聯(lián)立式(1)和式(2)可以求得：

(3)

定義：

(4)

得到：

(5)

(6)

式中：m為MMC輸出電壓調(diào)制比。

(7)

正常運行時,在一個開關(guān)周期內(nèi)會開通N個子模塊，可得每個子模塊電容電壓平均值為：

(8)

式中：ud為每個子模塊電容電壓值。

子模塊電容電壓動態(tài)電壓ud與電容電流id關(guān)系可以表示為：

(9)

式中：u0為電容電壓初值。

當(dāng)子模塊導(dǎo)通時，id等效為橋臂電流，id正向流入，則ud增加;正向流出，則ud減小。當(dāng)子模塊斷開時，ud保持初值不變。上下橋臂投入運行的子模塊電容電壓之和構(gòu)成uU、uL。

2NLM調(diào)制策略

最近電平逼近調(diào)制(nearestlevelmodulation,NLM)方式的本質(zhì)在于任意時刻投入若干個子模塊構(gòu)成的方波盡可能逼近于調(diào)制波。隨著調(diào)制波瞬時值從0不斷增大，單相下橋臂投入的子模塊也不斷增多，而上橋臂投入模塊數(shù)隨之減少，使輸出波電壓跟隨調(diào)制波升高。在每個開關(guān)周期內(nèi)，上、下橋臂需要投入子模塊的數(shù)量為[11-14]：

(10)

正弦調(diào)制電壓波經(jīng)過式(10)得到上下橋臂需要開通的子模塊個數(shù)，然后根據(jù)傳統(tǒng)的子模塊電壓均衡措施，選擇得到開通相應(yīng)子模塊的脈沖信號，最終得到NLM的調(diào)制信號。

3改進子模塊電容均壓策略

由式(10)可知，子模塊電容電壓是一個動態(tài)變化量，大小隨著變流器的運行狀態(tài)而不斷改變，而根據(jù)式(6)可知，MMC控制的最終目的是要求每個時刻上下橋臂對地點電壓uU、uL之和為恒定值udc，這就要求在實際控制中電容電壓ud應(yīng)保持均衡穩(wěn)定。傳統(tǒng)電容均壓策略如下。

首先，對子模塊電容電壓進行實時采樣，按照從小到大的順序排序。

然后，根據(jù)橋臂電流方向判斷對子模塊電容充電還是放電。如果橋臂電流流入子模塊，則電容充電，流出則放電。

最后根據(jù)式(10)得到橋臂子模塊開通個數(shù)，產(chǎn)生子模塊開通信號。充電時選擇電容電壓低的子模塊開通，放電時選擇子模塊電容電壓高的開通[4，14-15]。

然而傳統(tǒng)的電容均壓策略存在開關(guān)器件動作頻繁、換流器損耗大的缺陷?；诖耍疚奶岢鲆环N改進的子模塊電壓均衡策略。在傳統(tǒng)均壓策略的基礎(chǔ)上，設(shè)定電容電壓最大值與最小值允許偏差ΔUref，當(dāng)檢測到的電壓偏差值ΔU大于ΔUref且n為0、N時，則按照傳統(tǒng)均壓策略繼續(xù)運行；當(dāng)不滿足判斷條件時，則保持前一時刻子模塊的開通信號。改進的控制策略框圖如圖2所示。

圖2　改進的子模塊電容均壓策略框圖

選擇判斷時，應(yīng)該特殊考慮子模塊開通個數(shù)n等于0、1、N-1和N的情況，以避免出現(xiàn)如下兩種控制失敗情況。

① 當(dāng)前時刻ΔU小于ΔUref且上一時刻子模塊開通個數(shù)n為0時，由于子模塊開通選擇信號保持上一時刻信號，子模塊開通個數(shù)依舊為0，既不充電也不放電，ΔU的大小將不會發(fā)生改變，因此會導(dǎo)致子模塊開通個數(shù)n一直保持為0，子模塊電壓值會陷入恒定不變的控制失敗狀態(tài)。出現(xiàn)該控制失敗狀態(tài)的仿真波形如圖3所示。

② 當(dāng)前時刻ΔU小于ΔUref且上一時刻子模塊開通個數(shù)n為N時，由于子模塊串聯(lián)、電容參數(shù)相同以及子模塊開通選擇信號保持為上一時刻信號的特點，子模塊開通個數(shù)依舊為N，所有子模塊電容同時充電同時放電，ΔU的大小將不會發(fā)生改變，因此會導(dǎo)致子模塊開通個數(shù)n一直保持為N，子模塊電壓值會陷入恒定不變的控制失敗狀態(tài)。出現(xiàn)該控制失敗狀態(tài)的仿真波形如圖4所示。

圖3　第一種控制失敗下的子模塊電容電壓

圖4　第二種控制失敗下的子模塊電容電壓

4仿真分析

為驗證該改進策略的有效性，本文在Matlab/Simulink仿真軟件下搭建了單相MMC仿真模型，如圖5所示，改進前后MMC同一子模塊開關(guān)信號如圖6、圖7所示。仿真參數(shù)[6-7]如表2所示。

圖5　單相MMC仿真模型

圖6　傳統(tǒng)均壓策略下MMC觸發(fā)脈沖信號

圖7　改進均壓策略下MMC觸發(fā)脈沖信號

參數(shù)名稱取值 上下橋臂子模塊數(shù)N16 電容電壓偏差最大允許值ΔUref40V 直流母線電壓udc40kV 橋臂電抗器L15mH 子模塊電容C7000μF 電容電壓初始值U02500V 調(diào)制波頻率f50Hz 系統(tǒng)采樣頻率fs10kHz 單相交流系統(tǒng)電壓幅值us20kV 交流系統(tǒng)電阻Rs0.03Ω 交流系統(tǒng)電感Ls5mF MMC輸出電壓調(diào)制比m1

研究了ΔU的大小對系統(tǒng)輸出電壓波形諧波含量THD、子模塊開關(guān)頻率f、子模塊電容電壓波動范圍u的影響，如表3所示。

表3　ΔU大小對系統(tǒng)相關(guān)參數(shù)的影響

由表3可知，隨著ΔU的不斷增大，子模塊開關(guān)頻率不斷降低，對應(yīng)的開關(guān)損耗也會相應(yīng)減小;然而輸出電壓波形的諧波含量將不斷增加，子模塊電壓波動范圍也會不斷加大。

5結(jié)束語

本文以MMC子模塊電容均壓為研究對象，在NLM調(diào)制策略下通過設(shè)定子模塊電壓最大允許偏差值以及當(dāng)前橋臂子模塊開通數(shù)目來決定子模塊的開通選擇。當(dāng)偏差值小于設(shè)定允許值以及橋臂子模塊不完全投入和不完全切出時,更新子模塊開通信號，否則保持上一狀態(tài)的開通信號。解釋并分析了單純依靠子模塊電壓偏差值來確定子模塊開通信號存在的問題。該改進的均壓策略可達到降低開關(guān)器件動作頻率、減小換流器損耗的目的。

采用Matlab/Simulink軟件搭建了該仿真模型，分別對比了兩種均壓策略下子模塊電壓波形、MMC輸出波形以及開關(guān)器件的觸發(fā)信號，驗證了該策略在設(shè)定子模塊電壓最大允許偏差值的條件下降低了開關(guān)器件的動作頻率，減小了變流器損耗。但是應(yīng)當(dāng)指出的是，隨著偏差設(shè)定值的不斷增大，開關(guān)器件的動作頻率不斷降低，同時MMC輸出波形諧波含量也不斷增加。對于并網(wǎng)的MMC系統(tǒng)，應(yīng)選擇合適的偏差設(shè)定值，既能使輸出波形諧波含量達到要求，也能夠降低開關(guān)器件的開關(guān)頻率。

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中圖分類號：TH89;TM502

文獻標(biāo)志碼：A

DOI:10.16086/j.cnki.issn1000-0380.201508004

修改稿收到日期：2015-01-06。

第一作者肖浩(1990-)，男，現(xiàn)為上海電機學(xué)院電氣工程專業(yè)在讀碩士研究生；主要從事海上風(fēng)電并網(wǎng)的研究。