基于LCL濾波器的雙向儲(chǔ)能變流器研究

葉曙光，胡 蕊，劉 釗，王淑惠，鄧海波，張 倩

（1.江蘇金思源電力科技有限公司，江蘇 南京 210018；2.上海電力實(shí)業(yè)有限公司，上海 200433）

0 引言

雙向儲(chǔ)能變流器實(shí)現(xiàn)直流儲(chǔ)能電池與交流電網(wǎng)之間的雙向能量傳遞，是將儲(chǔ)能電池接入電力系統(tǒng)的關(guān)鍵設(shè)備。雙向儲(chǔ)能變流器可將夜間或平日富余的電能轉(zhuǎn)移給儲(chǔ)能元件存儲(chǔ)起來(lái)，并在電網(wǎng)電能不足時(shí)回饋給電網(wǎng)以平衡電網(wǎng)峰谷；同時(shí)，將雙向儲(chǔ)能變流器用于風(fēng)能、太陽(yáng)能、潮汐能等新能源發(fā)電系統(tǒng)中，可以在很大程度上平滑新能源發(fā)電輸出，使大規(guī)?？稍偕茉聪到y(tǒng)安全可靠地并入電網(wǎng)[1]。

濾波器是雙向儲(chǔ)能變流器中的關(guān)鍵設(shè)備，相對(duì)傳統(tǒng)L型濾波器，在獲得相同濾波效果的情況下，LCL濾波器的總電感量小得多，有利于提高電流動(dòng)態(tài)性能，同時(shí)能降低成本，減小裝置的體積和重量。在中大功率應(yīng)用場(chǎng)合，LCL濾波器的優(yōu)勢(shì)更為明顯。然而，LCL濾波器在高頻處存在諧振峰，使系統(tǒng)開(kāi)環(huán)相角特性出現(xiàn)180°的相位滯后，極大地降低了閉環(huán)系統(tǒng)的幅值裕度，嚴(yán)重時(shí)還可能使系統(tǒng)失去穩(wěn)定性[2-11]。

本文研制了一臺(tái)50 kW雙向儲(chǔ)能變流器，用于給50 kW/100 kW·h鋅溴液流電池充放電。為取得較好的濾波效果并減小體積和降低成本，雙向儲(chǔ)能變流器采用LCL濾波器，同時(shí)為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，選取了基于電容電流反饋的雙閉環(huán)控制方案。所采取的方案均在實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上得到驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了控制算法的有效性和穩(wěn)定性。

1 鋅溴液流電池介紹

鋅溴液流電池系統(tǒng)以50 kW·h為一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)單元（額定功率25 kW，放電2 h），每個(gè)模組含有獨(dú)立的高集成電池管理系統(tǒng)。電池系統(tǒng)恒功率放電，若小于額定功率放電，則放電時(shí)間大于2 h，與功率成比例，放電時(shí)間長(zhǎng)短由放電功率大小決定。

鋅溴液流儲(chǔ)能系統(tǒng)以50 kW·h為基礎(chǔ)，可進(jìn)行擴(kuò)展，其中可擴(kuò)展至500 kW·h和1 MW·h為一個(gè)子單元，以500 kW·h或1 MW·h為基礎(chǔ)，可繼續(xù)擴(kuò)展至40 MW·h或更大的容量，子單元內(nèi)各個(gè)50 kW·h標(biāo)準(zhǔn)儲(chǔ)能單元由直流總線統(tǒng)一控制運(yùn)行，一致性好，可靠性高。

下面給出50kW/100kW·h鋅溴電池充放電參數(shù)。

a.額定功率：50 kW。 額定容量：100 kW·h。

b.額定電壓：直流側(cè)DC 400 V。

c.充電電壓：直流母線電壓440 V，范圍420～450 V。放電電壓：直流母線電壓410 V，范圍350～410 V。雙向儲(chǔ)能變流器停止工作電壓：直流母線電壓350 V。

d.直流穩(wěn)流精度≤±0.5%，直流穩(wěn)壓精度≤±0.5%，直流電壓紋波系數(shù)≤0.5%。

因?yàn)殇\溴液流電池系統(tǒng)內(nèi)部自帶了DC-DC變流器，因此簡(jiǎn)化了雙向儲(chǔ)能變流器的功能，雙向儲(chǔ)能變流器主要根據(jù)系統(tǒng)的指令實(shí)現(xiàn)對(duì)儲(chǔ)能電池的恒功率充放電控制。

2 雙向儲(chǔ)能變流器及其參數(shù)設(shè)計(jì)

2.1 基于LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型

采用LCL濾波器的雙向儲(chǔ)能變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖1所示。雙向儲(chǔ)能變流器采用單級(jí)式變換拓?fù)?；VT1—VT6為三相逆變橋的6個(gè)IGBT開(kāi)關(guān)管；R1、R2分別為濾波電感 L1、L2的內(nèi)阻；L1、L2和 C2構(gòu)成LCL并網(wǎng)濾波器；C1為直流母線電容；L3為直流濾波電感，主要用于濾除直流電流中的開(kāi)關(guān)紋波。

選擇電感 L1電流 i1a、i1b、i1c，電容 C2電壓 uCa、uCb、uCc，并網(wǎng)電流 i2a、i2b、i2c，電網(wǎng)電壓 usa、usb、usc以及逆變橋輸出電壓ua、ub、uc為狀態(tài)變量，將各狀態(tài)變量變換到兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的狀態(tài)方程如式（1）所示。

其中，i1d、i1q、i2d、i2q、uCd、uCq、usd、usq、ud、uq分別為各變量在dq坐標(biāo)系下的分量，電網(wǎng)電壓和電流均折算到逆變側(cè)，并將變壓器漏感折算到L2中。

因此建立LCL濾波器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型如圖 2 所示[12]。

圖2 LCL濾波器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型Fig.2 Mathematical model of LCL filter in dq coordinates

2.2 LCL濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)

LCL參數(shù)設(shè)計(jì)方法較多[13-18]，本文采用如下步驟：

a.濾波電容吸收的無(wú)功功率不能大于系統(tǒng)額定有功功率的5%；

b.LCL濾波器總的電感所產(chǎn)生的阻抗壓降小于正常額定工作情況下電網(wǎng)電壓的10%；

c.為了不使LCL濾波器的諧振峰出現(xiàn)在低頻或高頻段，所以設(shè)計(jì)LCL濾波器的諧振頻率時(shí)，應(yīng)該大于電網(wǎng)頻率的10倍，小于開(kāi)關(guān)頻率的1/2。

按照上述方法，經(jīng)過(guò)綜合考慮，設(shè)計(jì)LCL濾波器參數(shù)如下：L1=0.8 mH，L2=0.2 mH（L2中包含了變壓器的漏感），C2=80 μF，開(kāi)關(guān)頻率 f=6 kHz。

建立并網(wǎng)電流與逆變器輸出電壓的函數(shù)關(guān)系式，對(duì)比LCL濾波器和L型濾波器的濾波效果，利用MATLAB繪出其Bode圖，如圖3所示。

圖3 相同電感值下L型與LCL濾波器的Bode圖Fig.3 Bode diagrams of L-type and LCL filter with same inductance

從圖3中可以看出在高頻時(shí)，LCL濾波器是以60 dB/（°）進(jìn)行衰減，而 L 型濾波器是以 20 dB/（°）進(jìn)行衰減。因此，LCL濾波器可以對(duì)高次電流諧波有更好的衰減效果。在低頻時(shí)，兩者頻率響應(yīng)的斜率都是-20 dB/（°）。這就意味著在低頻時(shí)LCL濾波器可以被當(dāng)作電感為L(zhǎng)1+L2的一個(gè)等效電抗器。由于2種結(jié)構(gòu)的濾波器在高頻時(shí)對(duì)諧波衰減不同，因此在同樣的濾波效果的情況下，LCL濾波器總的電抗器值L1+L2要比純電感濾波器中的電抗器值小，濾波器的損耗也小些?？紤]到一般對(duì)于整個(gè)系統(tǒng)設(shè)備，磁性材料的電感無(wú)論是重量、體積，還是成本所占的比重都比較大，因此盡可能地減小磁性材料所占的比重。另一方面電容的體積小、重量輕而且成本不高，所以基于成本、體積和重量方面考慮，通過(guò)適當(dāng)增加電容值，可以減小系統(tǒng)設(shè)備的成本和體積[19-21]。

3 雙向儲(chǔ)能變流器控制策略

3.1 基于電容電流反饋的電流雙環(huán)控制

傳統(tǒng)以逆變側(cè)電流為控制對(duì)象的單電流環(huán)控制無(wú)法增加系統(tǒng)的阻尼，對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性改善效果不明顯，而且并網(wǎng)電流輸出容易受到電網(wǎng)電壓的影響[22-23]，因此本文采用基于電容電流反饋的網(wǎng)側(cè)電流雙環(huán)控制策略，其系統(tǒng)控制框圖如圖4所示。

3.2 電容電流內(nèi)環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)分析

圖5是以并網(wǎng)電流作為電流外環(huán)控制變量、電容電流作為電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制系統(tǒng)框圖。

圖4 系統(tǒng)總體控制框圖Fig.4 Block diagram of overall system control

可以推導(dǎo)出系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

其中，A0=KpKcKPWM；A1=KiKcKPWM；B0=L1L2C2；B1=R1L2C2+R2L1C2+L2C2KcKPWM；B2=L1+L2+R1R2C2+R2C2KcKPWM；B3=R1+R2。

分析內(nèi)環(huán)比例參數(shù)Kc對(duì)系統(tǒng)性能的影響。采用電容電流作為內(nèi)環(huán)時(shí)，內(nèi)環(huán)的比例環(huán)節(jié)可抑制LCL濾波器的諧振峰，且內(nèi)環(huán)比例參數(shù)Kc越大對(duì)諧振峰的抑制作用越強(qiáng)。為了更好地分析Kc對(duì)系統(tǒng)的影響，取外環(huán) Kp=1，Ki=500，分別取 Kc為 0.1、2、10 時(shí)的系統(tǒng)開(kāi)環(huán)波特圖如圖6所示。當(dāng)Kc=10時(shí)，諧振峰的抑制效果最好，低頻增益更大，閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差也越小，但Kc太大會(huì)使高頻諧波抑制效果變?nèi)酢?/p>

與此同時(shí)，采用電容電流作為內(nèi)環(huán)時(shí)，可以從系統(tǒng)閉環(huán)下的極點(diǎn)分布圖來(lái)分析內(nèi)環(huán)比例參數(shù)Kc的取值對(duì)整個(gè)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響。當(dāng)并網(wǎng)電流外環(huán)Kp=1，Ki=100，分別取 Kc為 0.1、2、10，系統(tǒng)極點(diǎn)分布圖如圖7所示。由圖可以看出相比Kc=2，當(dāng)Kc=10時(shí)，閉環(huán)極點(diǎn)更加靠近單位圓，這樣會(huì)危及系統(tǒng)的穩(wěn)定性。所以Kc的取值范圍很小，合適的值在Kc=2附近。

從上述分析可知，Kc的取值太小則對(duì)LCL濾波器的諧振峰抑制作用很小，Kc的取值太大又會(huì)危及閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性[24]，因此Kc需取折中值。綜合考慮選擇Kp=0.8，Ki=500，Kc=0.48，經(jīng)分析理論和實(shí)際存在差異主要是由于電感參數(shù)、線路分布參數(shù)、死區(qū)及數(shù)字化過(guò)程等原因造成理論建模和實(shí)際存在偏差。

圖5 并網(wǎng)電流外環(huán)、電容電流內(nèi)環(huán)時(shí)的系統(tǒng)框圖Fig.5 Block diagram of outer grid-connecting current control loop and inner capacitor current control loop

圖6 Kc不同取值時(shí)系統(tǒng)開(kāi)環(huán)波特圖Fig.6 Open-loop Bode diagram of system fordifferent Kcvalues

圖7 Kc不同取值時(shí)系統(tǒng)閉環(huán)下的極點(diǎn)分布圖Fig.7 Close-loop pole distribution of system for different Kcvalues

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

搭建雙向儲(chǔ)能變流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)控制系統(tǒng)是基于TI公司的數(shù)字信號(hào)處理器TMS320F28335和Altera公司的EPM7256AETI144-7，其中DSP主要完成信號(hào)采樣、算法處理以及PWM信號(hào)生成，CPLD主要完成邏輯控制和保護(hù)等。鋅溴液流電池主要用于電力系統(tǒng)的功率調(diào)節(jié)，因此其控制策略較為簡(jiǎn)單，通過(guò)接收上位機(jī)指令以指定功率進(jìn)行充放電。

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)參數(shù)為：L1=0.8 mH，L2=0.2 mH（L2中包含了變壓器的漏感），C2=80 μF，開(kāi)關(guān)頻率 f=6 kHz。

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

通過(guò)實(shí)驗(yàn)對(duì)所采取的控制算法進(jìn)行驗(yàn)證，圖8為從放電到充電電流切換波形；圖9為從充電到放電電流切換波形；圖10為并網(wǎng)電流a相電流波形，通過(guò)分析其THD為2.415%；圖11為從放電到充電切換時(shí)直流濾波電感上的電流；圖12為從充電到放電切換時(shí)直流濾波電感上的電流。從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以看出，采用基于電容電流反饋的雙閉環(huán)控制策略，不僅可以保證LCL濾波器穩(wěn)定工作，而且可以有效減小并網(wǎng)電流諧波，本樣機(jī)充放電切換時(shí)間約為2.8 s，該切換時(shí)間在雙向儲(chǔ)能變換器不同的應(yīng)用場(chǎng)合可以調(diào)整。

圖8 放電到充電電流切換波形Fig.8 Current waveform changing from discharging to charging

圖9 充電到放電電流切換波形Fig.9 Current waveform changing from charging to discharging

圖10 并網(wǎng)電流波形及THD分析Fig.10 Grid-connecting current waveform and its THD analysis

圖11 放電到充電切換時(shí)濾波電感上的電流波形Fig.11 Current waveform of filtering inductor changing from discharging to charging

圖12 充電到放電切換時(shí)濾波電感上的電流波形Fig.12 Current waveform of filtering inductor changing from charging to discharging

5 結(jié)論

基于LCL濾波器的雙向儲(chǔ)能變流器在抑制諧波方面有著顯著的效果，而且可以降低變流器的成本和減小變流器體積，但是由于增加了電容支路，使得變流器的數(shù)學(xué)模型由一階變成三階，并且LCL濾波器的諧振原因更增加了控制的復(fù)雜性。通過(guò)增加電容電流反饋可以有效地消除諧振對(duì)控制的影響，實(shí)現(xiàn)對(duì)并網(wǎng)電流的直接控制，易于工程實(shí)現(xiàn)，具有一定的實(shí)用價(jià)值。