組合級(jí)聯(lián)式兆瓦級(jí)功率調(diào)節(jié)裝置協(xié)調(diào)控制策略

苗 青，吳俊勇，艾洪克，熊 飛，齊大偉，郝亮亮

（北京交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，北京 100044）

0 引言

隨著傳統(tǒng)能源的日漸匱乏和環(huán)境問(wèn)題的日趨嚴(yán)重，新能源技術(shù)得到快速發(fā)展，風(fēng)能和太陽(yáng)能等越來(lái)越多地應(yīng)用在發(fā)電領(lǐng)域。但是以風(fēng)能和太陽(yáng)能為基礎(chǔ)的新能源發(fā)電具有天然的波動(dòng)性和間歇性，在大規(guī)模并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)有較大的不確定性，并且響應(yīng)速度較慢，這給電力系統(tǒng)的穩(wěn)定和控制帶來(lái)了極大的影響和挑戰(zhàn)[1-2]。儲(chǔ)能技術(shù)可以在很大程度上解決這一問(wèn)題，使可再生清潔能源得以廣泛有效地應(yīng)用[3]。

電池儲(chǔ)能系統(tǒng)的一個(gè)重要組成部分就是基于PWM技術(shù)的電壓型逆變器——功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)PCS（Power Conversion System）。PCS可以實(shí)現(xiàn)電池儲(chǔ)能系統(tǒng)和交流電網(wǎng)之間的雙向功率傳遞。對(duì)于應(yīng)用在大規(guī)模風(fēng)電場(chǎng)、光伏電站的儲(chǔ)能系統(tǒng)，其額定功率通常達(dá)到百kW或MW以上，這就需要與之相匹配的大功率PCS，用來(lái)平抑新能源接入電網(wǎng)的功率波動(dòng)，改善電網(wǎng)的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)品質(zhì)。電動(dòng)汽車常用的鋰離子電池使用壽命只有3～5 a，當(dāng)電池的容量下降到額定容量的80%后就不宜繼續(xù)作為車載能源使用。淘汰下來(lái)的鋰電池（也稱為乏鋰電池）若直接報(bào)廢進(jìn)行回收處理，勢(shì)必帶來(lái)資源的嚴(yán)重浪費(fèi)。構(gòu)建基于梯次利用鋰電池的高功率密度的新型PCS，既有效解決了可再生能源發(fā)電并網(wǎng)及其綜合利用的問(wèn)題，又實(shí)現(xiàn)了乏鋰電池的資源化利用，為大量的乏鋰電池梯次化利用提供了一種重要的途徑。

大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)通常需要接入電壓等級(jí)較高的電網(wǎng)，為了使端電壓較低的電池組與交流電壓等級(jí)匹配，工程中普遍采用變壓器升壓的方式，并利用多個(gè)逆變器分組并聯(lián)運(yùn)行。這就需要多個(gè)母線、很多工頻變壓器和無(wú)功補(bǔ)償裝置，投資成本較高，且不易實(shí)現(xiàn)集中控制。為了滿足系統(tǒng)容量，采用電池模塊進(jìn)行直接串并聯(lián)，并聯(lián)的電池組之間容易產(chǎn)生充放電電流不均衡和環(huán)流等問(wèn)題。為了解決這個(gè)問(wèn)題，可以將較大功率的DC/DC變換器集成到電池組，構(gòu)成電池功率模塊，然后再連接到DC/AC變換器的直流側(cè)。這樣不僅避免了電池組間的環(huán)流，而且高增益的DC/DC變換器可以提高直流母線電壓等級(jí)，使PCS拓?fù)涞倪x擇更加靈活和多樣。以下主要介紹3種基本的PCS拓?fù)洹?/p>

a.變換器模塊并聯(lián)拓?fù)洌憾嘤糜陔姵亟M采用共直流母線方式的低壓大功率電池系統(tǒng)。優(yōu)點(diǎn)是基本模塊技術(shù)成熟，便于根據(jù)電池功率進(jìn)行模塊擴(kuò)展，結(jié)合有效的冗余控制和協(xié)調(diào)技術(shù)可以提高系統(tǒng)的可靠性和輕載效率[4]。但大量逆變器并聯(lián)容易帶來(lái)環(huán)流、模塊間功率分配不均等問(wèn)題，模塊容易過(guò)載損壞。因此常采用分層分布式結(jié)構(gòu)，這又需要大量的變壓器。

b.多電平拓?fù)洌簩?duì)于高壓電池系統(tǒng)[5]，可以采用二極管箝位型拓?fù)鋄6]。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相對(duì)成熟，功率轉(zhuǎn)換效率高。隨著電平數(shù)的增加，控制的復(fù)雜度也會(huì)增加，受限于電平數(shù)，該拓?fù)鋵?duì)電能質(zhì)量的改善程度有限。它不適于離散性較大的電池組，其直流母線電容的動(dòng)態(tài)均壓特性技術(shù)尚需深入研究。

c.變換器模塊級(jí)聯(lián)型：這種鏈?zhǔn)酵負(fù)淇梢詫⒎稚⒌牡蛪弘姵亟M構(gòu)建成大功率的電池儲(chǔ)能系統(tǒng)。通過(guò)級(jí)聯(lián)，交流側(cè)可直接并入電壓等級(jí)較高的電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)無(wú)變壓器連接，降低了成本和體積[7-8]。級(jí)聯(lián)后裝置的等效開(kāi)關(guān)頻率提高，有利于獲得品質(zhì)更高的并網(wǎng)電流，同時(shí)每個(gè)模塊的低載波頻率又可以降低開(kāi)關(guān)損耗，傳輸效率高。但是每相各鏈節(jié)單元與系統(tǒng)的交換功率中含有2倍頻分量，該分量直接反映在電池電流中，運(yùn)行時(shí)容易對(duì)電池的性能造成影響[9]。由于鏈節(jié)單元是串聯(lián)的，各電池模塊必須同時(shí)充放電，需要考慮其均衡控制問(wèn)題。

本文提出了一種組合級(jí)聯(lián)式兆瓦級(jí)PCS的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它由隔離型半橋DC/DC變換器和級(jí)聯(lián)式H橋DC/AC變換器組成，能夠進(jìn)行高壓大功率的雙向功率變換。交流側(cè)采用級(jí)聯(lián)式拓?fù)洳⒕W(wǎng)，電平數(shù)高，諧波特性好，適合模塊化設(shè)計(jì)。DC/DC變換器的調(diào)壓作用，降低了對(duì)電池端電壓的要求。它還有多種靈活的拓?fù)渥兓?，選擇電壓倍增電路的串聯(lián)級(jí)數(shù)N和輸出功率支路的并聯(lián)支路數(shù)P的不同組合，DC/DC變換器可演變出多種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[10]。提高電壓倍增電路的串聯(lián)級(jí)數(shù)N可提高DC/DC變換器的輸出電壓，增大輸出功率支路的并聯(lián)支路數(shù)P可增大DC/DC變換器模塊的輸出功率，這給大容量?jī)?chǔ)能系統(tǒng)的優(yōu)化設(shè)計(jì)帶來(lái)了極大的方便和靈活性。這種組合級(jí)聯(lián)式PCS的最大特點(diǎn)是：有較寬的電壓匹配能力，電池狀態(tài)適應(yīng)能力強(qiáng)；高壓側(cè)可直接接入電網(wǎng)，省去了入網(wǎng)變壓器；實(shí)現(xiàn)了高、低壓側(cè)的電氣隔離；便于集中控制，可實(shí)現(xiàn)大容量?jī)?chǔ)能和雙向大功率調(diào)節(jié)；響應(yīng)速度快。它的關(guān)鍵問(wèn)題是，在電池組端電壓和荷電狀態(tài)（SOC，指電池組剩余容量與其完全充電狀態(tài)的容量之比）不同的條件下，維持直流側(cè)電容電壓恒定，確保裝置三相平衡，并實(shí)現(xiàn)DC/DC側(cè)和DC/AC側(cè)的快速協(xié)調(diào)控制，本文將圍繞這些關(guān)鍵問(wèn)題進(jìn)行研究。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為本文提出的組合級(jí)聯(lián)式PCS結(jié)構(gòu)圖。以A相為例，各相均由隔離型半橋DC/DC變換器和級(jí)聯(lián)式H橋DC/AC變換器組成。電池組通過(guò)DC/DC變換器，與級(jí)聯(lián)H橋的直流側(cè)電容C0并聯(lián)，各相經(jīng)連接電抗Ls和啟動(dòng)電阻Rs接入交流電網(wǎng)。DC/DC變換器實(shí)現(xiàn)變化的電池組端電壓和設(shè)定的直流側(cè)電容電壓的動(dòng)態(tài)匹配，使電池側(cè)和電網(wǎng)側(cè)傳遞的功率平衡；DC/AC變換器實(shí)現(xiàn)裝置的有功、無(wú)功功率的獨(dú)立控制，并由雙方共同維持直流側(cè)電容電壓恒定。

圖1 組合級(jí)聯(lián)式PCS結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure of hybrid cascaded PCS

對(duì)于高壓大功率的電池儲(chǔ)能系統(tǒng)，級(jí)聯(lián)式H橋直接與10 kV以上的高壓交流電網(wǎng)相連。為了避免電池系統(tǒng)在高電位下運(yùn)行，發(fā)生電離放電，DC/DC變換器須通過(guò)高頻變壓器實(shí)現(xiàn)交流電網(wǎng)與電池系統(tǒng)的電氣隔離。從結(jié)構(gòu)上看，半橋DC/DC變換器與全橋DC/DC變換器相比，其元器件僅為后者的一半，因此損耗小，效率高。此外，變換器采用了軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，還可以在一定程度上減小開(kāi)關(guān)損耗。DC/AC側(cè)的級(jí)聯(lián)式H橋利用多重化技術(shù)輸出高壓側(cè)交流電壓波形，降低了對(duì)輸入電壓等級(jí)的要求，交流側(cè)可直接并網(wǎng)。在控制方法上，包含DC/DC變換器和級(jí)聯(lián)式H橋的PCS相對(duì)于單獨(dú)的級(jí)聯(lián)型變換器更容易實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電容電壓的平衡。

圖2（a）是 N=1、P=1 的隔離型半橋 DC/DC 變換器基本拓?fù)?。主要元件有開(kāi)關(guān)器件 SIU、SIL、SOU、SOL，分壓電容 CIU、CIL、COU、COL，電源濾波電感 Li，儲(chǔ)能電感Lk（Lk代表原邊外接電感與變壓器漏感之和）。用于低壓側(cè)的開(kāi)關(guān)器件可以采用MOSFET，高壓側(cè)采用IGBT。N=3、P=1的隔離型半橋DC/DC變換器變形拓?fù)淙鐖D2（b）所示。

其基本工作原理是合理地控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，使隔離變壓器的兩側(cè)橋臂之間產(chǎn)生功率流動(dòng)。采用移相控制方式，改變變壓器兩側(cè)橋臂觸發(fā)信號(hào)移相角的大小，可以改變電池側(cè)的輸出功率大小；而改變變壓器兩側(cè)橋臂觸發(fā)信號(hào)超前或滯后的相位關(guān)系，可以改變傳輸功率的方向[11]。

通過(guò)改變開(kāi)關(guān)器件的占空比，可獲得高增益的輸出電壓。該變換器在理想工作條件下的電壓增益為：

其中，Np、Ns分別是變壓器原、副邊匝數(shù)；N是電壓倍增電路的串聯(lián)級(jí)數(shù)；D是橋臂上側(cè)開(kāi)關(guān)器件SIU、SOU的占空比。

隨著N的增加，變換器的電壓增益呈線性增長(zhǎng)。變換器占空比過(guò)低或過(guò)高都會(huì)使開(kāi)關(guān)器件產(chǎn)生較大的峰值電流，因此其合理的范圍應(yīng)限制在0.3～0.7。圖3是Ns/Np=1并且N取1、2、3時(shí)，不同占空比下DC/DC變換器的理想電壓增益曲線。

圖2 隔離型半橋DC/DC變換器的基本結(jié)構(gòu)和變形拓?fù)銯ig.2 Basic topology of isolated half-bridge DC/DC converter and its variations

圖3 DC/DC變換器的理想電壓增益Fig.3 Ideal voltage gain of DC/DC converter

通過(guò)推導(dǎo)隔離變壓器原邊電壓電流的表達(dá)式[12]，可得一個(gè)周期內(nèi)變換器輸出有功功率的表達(dá)式：

其中，Ts是開(kāi)關(guān)周期；Ir1、Ur1分別是隔離變壓器原邊電流和電壓；φ是兩側(cè)橋臂觸發(fā)信號(hào)的移相角；ω是開(kāi)關(guān)角頻率。

由式（1）可知，當(dāng)給定高壓側(cè)目標(biāo)值Uout時(shí)，占空比D跟隨電池端電壓Uin的變化而變化。在這個(gè)條件下，式（2）中Uin/D是常量，給定一個(gè)占空比D與移相角φ的組合，便對(duì)應(yīng)一個(gè)輸出功率PDC。

圖4是Uout=120 V，隔離變壓器原副邊電壓匹配條件下的DC/DC變換器傳輸功率特性曲線。采用移相控制方式，隔離型半橋DC/DC變換器可以實(shí)現(xiàn)雙向功率傳輸。通過(guò)調(diào)節(jié)移相角的大小和相位關(guān)系，可以改變DC/DC變換器傳輸功率的大小和方向。

圖4 DC/DC變換器的傳輸功率特性曲線Fig.4 Transmission power curves of DC/DC converter

圖1中DC/AC變換器各相均由n個(gè)H橋級(jí)聯(lián)而成，采用載波移相PWM，各級(jí)聯(lián)單元三角載波的相位依次相差φ（φ=180°/n），交流側(cè)得到 k 電平（k=2n+1）線電壓。與兩電平SPWM方法相比，多電平SPWM的輸出電壓波形更接近正弦，輸出電流諧波成分更小。等效載波頻率是開(kāi)關(guān)頻率的2n倍?？梢?jiàn)該方法能夠在較低的器件開(kāi)關(guān)頻率下獲得較高的等效開(kāi)關(guān)頻率，這不但可以減小變換器的開(kāi)關(guān)損耗，還可以大幅改善輸出電壓和電流波形。

2 協(xié)調(diào)控制策略

本文所研究的功率協(xié)調(diào)控制系統(tǒng)中，與電池組相接的DC/DC變換器和與電網(wǎng)側(cè)相接的級(jí)聯(lián)式H橋DC/AC變換器都具有雙向功率傳遞功能。為了保證組合級(jí)聯(lián)式雙向功率調(diào)節(jié)裝置持續(xù)穩(wěn)定地工作，電池側(cè)與電網(wǎng)側(cè)傳遞的功率要保持動(dòng)態(tài)平衡，各鏈節(jié)直流側(cè)電容電壓要保持恒定。因此在設(shè)計(jì)DC/DC變換器和級(jí)聯(lián)式H橋的控制策略時(shí)，兩者需要協(xié)調(diào)配合，共同維持直流電壓的穩(wěn)定。

2.1 DC/DC變換器的功率前饋移相角控制

從圖1可以看出，直流側(cè)電容C0是聯(lián)系電池側(cè)DC/DC與電網(wǎng)側(cè)H橋的重要環(huán)節(jié)，也是兩側(cè)能量交換的載體。以電池側(cè)放電為例，穩(wěn)態(tài)時(shí)，直流側(cè)電容電壓恒定，忽略線路損耗、開(kāi)關(guān)損耗和變壓器損耗，DC/DC側(cè)的輸出功率和H橋的輸入功率相等。當(dāng)裝置輸出的有功功率發(fā)生變化導(dǎo)致H橋輸入的有功功率動(dòng)態(tài)變化時(shí)，由直流側(cè)電容節(jié)點(diǎn)的功率平衡關(guān)系可得：

其中，pC是直流電容支路的瞬時(shí)功率，與電容儲(chǔ)能的變化率成正比；PDC是DC/DC側(cè)輸出的有功功率；PAC是H橋側(cè)輸入的有功功率。由上式可知，要保證直流側(cè)電容電壓的恒定，DC/DC側(cè)輸出的有功功率應(yīng)和H橋側(cè)輸入的有功功率保持動(dòng)態(tài)平衡，使電容支路的功率為零，否則電容上的儲(chǔ)能將變化，表現(xiàn)為直流側(cè)電容電壓上升（電容充電）或下降（電容放電）。

本文提出了一種功率前饋控制策略，它將裝置的實(shí)時(shí)功率指令Pref前饋給DC/DC側(cè)，計(jì)算出相應(yīng)的移相角φ0。該策略簡(jiǎn)單可靠，提高了系統(tǒng)功率調(diào)節(jié)的響應(yīng)速度，有效抑制了直流側(cè)電容電壓的波動(dòng)。

圖5（a）、（b）分別是 DC/DC 變換器的含功率前饋的移相角控制和占空比控制框圖。圖5（a）中以直流側(cè)電容電壓Udc與目標(biāo)設(shè)定值Udcref的偏差作為輸入信號(hào)，通過(guò)PI調(diào)節(jié)器，再與前饋控制移相角φ0相加，作為DC/DC變換器的移相角。前饋控制移相角的推導(dǎo)過(guò)程如下：根據(jù)電池組端電壓Uin和直流側(cè)目標(biāo)電容電壓Udcref，由式（1）可以計(jì)算出占空比初值D0。在給定裝置功率指令Pref的情況下，可以計(jì)算出各H橋傳輸?shù)挠泄β蔖AC，然后將PAC代入式（3）并令其等于零，可以得出DC/DC變換器傳輸?shù)墓β蔖DC。將PDC和D0代入式（2），得到關(guān)于φ0的一元二次方程，其合理的取值范圍是[-90°，90°]，由此可計(jì)算出使直流側(cè)電容支路功率為零的前饋控制移相角φ0。

圖5 DC/DC變換器的控制框圖Fig．5 Block diagram of DC /DC converter control

2.2 DC/DC變換器的占空比控制

當(dāng)DC/DC側(cè)與H橋側(cè)傳遞的功率動(dòng)態(tài)平衡時(shí)，直流側(cè)電容電壓能夠保持恒定。隨著電池組充放電時(shí)長(zhǎng)的增加，SOC發(fā)生變化，變換器的輸入電壓也隨之改變。而變換器的輸出電壓即直流側(cè)電容電壓要求恒定，否則DC/AC變換器無(wú)法正常工作。如果不改變占空比，容易導(dǎo)致隔離變壓器原副邊電壓幅值不匹配，開(kāi)關(guān)器件的電流應(yīng)力增大，變換器損耗增加，效率較低。為了解決這個(gè)問(wèn)題，需要合理控制占空比，調(diào)整儲(chǔ)能電感Lk在一個(gè)周期內(nèi)儲(chǔ)存的能量，從而實(shí)現(xiàn)電壓的調(diào)節(jié)。由于電池組狀態(tài)的離散性，不同H橋?qū)?yīng)電池組的額定電壓、初始SOC都可能存在差異，因此對(duì)不同鏈節(jié)采用獨(dú)立的占空比控制。

設(shè)計(jì)占空比控制的思想是使儲(chǔ)能電感Lk兩端的方波電壓Ur0與Ur1的正負(fù)幅值都匹配，但由于Ur0與Ur1存在相位差，實(shí)際控制中直接取兩者的幅值進(jìn)行比較存在延時(shí)誤差。Ur0與Ur1的正負(fù)幅值與電容CIU、CIL的電壓之和 UCI及電容 COU、COL的電壓之和Uout相關(guān)，Uout即直流側(cè)電容電壓Udc。當(dāng)直流側(cè)電容電壓恒定，采用改變占空比的控制方式，使UCI匹配Udc，可以得到與Ur0匹配Ur1相同的效果。

占空比控制框圖如圖5（b）所示。把UCI與Udc兩者的偏差作為控制信號(hào)，通過(guò)PI調(diào)節(jié)器與占空比初值D0疊加，生成該DC/DC變換器的實(shí)時(shí)占空比D。 圖 5（a）、（b）中低通濾波器（LPF）目的是濾除直流側(cè)電容電壓的2倍頻100 Hz分量，斜坡函數(shù)在該控制投入時(shí)起作用。

2.3 DC/AC變換器的控制策略

由于各H橋鏈節(jié)之間的參數(shù)存在差異、裝置內(nèi)部不對(duì)稱等因素，直流側(cè)電容電壓也容易出現(xiàn)不平衡，這將影響交流側(cè)輸出電壓的品質(zhì)。因此，有必要在DC/AC側(cè)采用全局直流電壓控制策略[14]，使三相換流鏈所有鏈節(jié)的直流電壓平均值等于設(shè)定參考值。

級(jí)聯(lián)式H橋DC/AC變換器的控制原理如圖6所示。圖中，id、iq為電網(wǎng)側(cè)三相電流經(jīng)過(guò)變換后的直流量，分別代表有功電流和無(wú)功電流；Usd、Usq分別為電網(wǎng)側(cè)電壓在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d、q分量；Uc*d、分別為直流側(cè)參考電壓在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d、q分量；m為DC/AC變換器的調(diào)制比；δ為電網(wǎng)側(cè)電壓與裝置側(cè)輸出電壓的相角差。在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，由于連接電抗的耦合作用，有功電流和無(wú)功電流相互影響。利用直接電流解耦控制可以實(shí)現(xiàn)有功功率和無(wú)功功率的獨(dú)立控制[15]。當(dāng)功率信號(hào)偏離設(shè)定值時(shí)，偏差信號(hào)通過(guò)PI控制器產(chǎn)生參考電流控制信號(hào)，采用前饋解耦得到DC/AC輸出參考電壓，將電壓指令合成并反變換至三相靜止坐標(biāo)系下，作為DC/AC的調(diào)制波形，從而生成脈沖觸發(fā)信號(hào)。

圖6 DC/AC變換器控制原理示意圖Fig．6 Schematic diagram of DC /AC converter control

3 仿真分析

本文在PSCAD/EMTDC環(huán)境下建立了基于鋰電池儲(chǔ)能的組合級(jí)聯(lián)式PCS模型，對(duì)裝置的啟動(dòng)過(guò)程、正常調(diào)節(jié)工況以及電池組狀態(tài)具有離散性的情況，分別進(jìn)行了仿真和分析。

一是大幅放寬市場(chǎng)準(zhǔn)入。率先在自貿(mào)試驗(yàn)區(qū)全面實(shí)施市場(chǎng)準(zhǔn)入負(fù)面清單制度，分步驟推廣至全市其他區(qū)域，抓緊完成事業(yè)單位改革、機(jī)構(gòu)改革和產(chǎn)業(yè)園區(qū)改革。全面優(yōu)化政府職能，理順自貿(mào)試驗(yàn)區(qū)、金普新區(qū)、產(chǎn)業(yè)園區(qū)管理體制，把自貿(mào)試驗(yàn)區(qū)管委會(huì)機(jī)構(gòu)職能做實(shí)。推進(jìn)組建市場(chǎng)監(jiān)管局，建立以信用為基礎(chǔ)的跨部門信息共享平臺(tái)，在各級(jí)政務(wù)服務(wù)大廳推廣復(fù)制自貿(mào)試驗(yàn)區(qū)窗口無(wú)否決權(quán) “OK”服務(wù)舉措，為企業(yè)創(chuàng)新試錯(cuò)提供寬容審慎審批監(jiān)管服務(wù)。

3.1 參數(shù)設(shè)計(jì)與優(yōu)化

該裝置設(shè)計(jì)的最大調(diào)節(jié)功率為±1 MW，只調(diào)節(jié)有功功率，無(wú)功功率為零。交流電網(wǎng)側(cè)線電壓10 kV，直流側(cè)電容電壓目標(biāo)值Udcref=960 V。DC/AC變換器每相H橋級(jí)聯(lián)數(shù)n=10，采用星形接線。DC/DC變換器主電路參數(shù)的設(shè)計(jì)考慮了高頻變壓器原副邊電壓匹配，并使開(kāi)關(guān)器件工作于軟開(kāi)關(guān)狀態(tài)。采用N=1、P=1的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，開(kāi)關(guān)頻率20 kHz，高頻變壓器變比1∶8。 裝置啟動(dòng)電阻Rs=50 Ω，電感參數(shù) Ls=3 mH，Li=0.2 mH，Lk=0.5 μH，電容參數(shù) C0=5 mF，CIU=CIL=2 mF，COU=COL=2 mF。以下算例中若不加特殊說(shuō)明，三相各電池組參數(shù)均相同：額定電壓Uin=60 V，容量Q=100 A·h，初始 SOC=80%。

3.2 軟啟動(dòng)控制策略

該裝置冷啟動(dòng)時(shí)需要為各鏈節(jié)直流側(cè)電容建立電壓，如果不加控制，裝置將瞬間從電網(wǎng)吸收大量有功功率，給電網(wǎng)造成沖擊[16]。為了減少裝置投入時(shí)對(duì)電網(wǎng)的沖擊，限制開(kāi)關(guān)器件的電流，同時(shí)盡量從電網(wǎng)吸收能量，節(jié)省電池組功率，本文提出了一種軟啟動(dòng)控制策略，分2步實(shí)施：

a.t=0 s，裝置接入電網(wǎng)，電網(wǎng)側(cè)母線通過(guò)啟動(dòng)電阻Rs給鏈節(jié)直流側(cè)電容充電，充電過(guò)程為不控整流，解鎖DC/DC變換器觸發(fā)脈沖；

b.t=0.1 s，開(kāi)關(guān)合閘，啟動(dòng)電阻Rs旁路，裝置通過(guò)連接電抗接入電網(wǎng)，同時(shí)啟動(dòng)全局直流電壓控制，解鎖H橋PWM觸發(fā)脈沖，為直流側(cè)電容充電，直至裝置電容電壓穩(wěn)定在設(shè)定值。

圖7是啟動(dòng)過(guò)程全局直流電容電壓，即各鏈節(jié)直流側(cè)電容電壓的平均值。直流側(cè)電容電壓的建立分為2個(gè)階段：當(dāng)不控整流到達(dá)穩(wěn)態(tài)時(shí)，直流側(cè)電容電壓約為600 V，0.1 s全局直流電壓控制投入后，直流側(cè)電容電壓迅速升至目標(biāo)值960 V，無(wú)超調(diào)?？梢?jiàn)，裝置的軟啟動(dòng)和全局直流電壓平衡控制策略是有效的，可很好地維持直流側(cè)電容電壓的平衡和恒定。

圖7 啟動(dòng)過(guò)程全局直流電容平均電壓Fig．7 Global average voltage during startup

3.3 正常調(diào)節(jié)工況

裝置有功功率的設(shè)計(jì)調(diào)節(jié)范圍是±1 MW。其中，“＋”表示裝置向電網(wǎng)側(cè)輸出有功功率，電池組處于放電模式；“-”表示裝置從電網(wǎng)側(cè)吸收有功功率，電池組處于充電模式。設(shè)0.25 s電網(wǎng)側(cè)發(fā)出有功功率指令1 MW，0.5 s變?yōu)?1 MW，仿真結(jié)果如圖8所示。

圖8 正常調(diào)節(jié)工況仿真結(jié)果Fig．8 Simulative results of normal regulation conditions

裝置接收到功率指令后，通過(guò)控制DC/DC變換器開(kāi)關(guān)器件的移相角和占空比，有功功率在0.25 s內(nèi)可達(dá)到穩(wěn)態(tài)，如圖 8（a）所示。 圖 8（b）中 Udc和 Udc0分別表示有、無(wú)功率前饋控制時(shí)的全局直流電容平均電壓，可見(jiàn)采用功率前饋控制后，電容電壓超調(diào)減小，動(dòng)態(tài)品質(zhì)改善。圖8（c）表明，通過(guò)調(diào)整DC/DC變換器開(kāi)關(guān)器件的移相角，實(shí)現(xiàn)了能量的雙向流動(dòng)。

3.4 電池組容量和初始SOC不均衡

本算例中，三相電池組參數(shù)保持一致，同相不同鏈節(jié)電池組的額定電壓相同，均為60 V。由于電池系統(tǒng)是由分散的電池組構(gòu)建的，不同電池組的容量可能存在微小的差異，初始SOC也會(huì)不一致。將各相10個(gè)電池模塊分為3組，每組內(nèi)的電池模塊參數(shù)相同。電池模塊1—3、4—7、8—10這3組對(duì)應(yīng)的參數(shù)分別是：Q1=105 A·h，Q2=100 A·h，Q3=95 A·h；SOC1=95%，SOC2=65%，SOC3=35%。 設(shè)0.25 s電網(wǎng)側(cè)發(fā)出有功功率指令1 MW，0.5 s變?yōu)?1 MW。圖9依次給出不同組別電池模塊的端電壓、鏈節(jié)直流側(cè)電容電壓、DC/DC變換器的移相角和裝置的傳輸功率。

圖9 電池組容量和SOC不均衡仿真結(jié)果Fig.9 Simulative results of unbalanced battery pack capacity and SOC

圖9（a）表明，0.25 s電池組接收功率指令開(kāi)始放電，端電壓下降，0.5 s電池組充電，端電壓回升。不同組別的電池模塊容量和初始SOC有差異，因而其端電壓表現(xiàn)出不均衡。圖9（b）反映了第1組電池模塊由放電到充電的SOC，由于電池容量較大，仿真時(shí)間短，數(shù)值上的變化并不明顯。另外2組電池模塊SOC的變化趨勢(shì)與之相同。圖9（c）中3組電池模塊的鏈節(jié)直流側(cè)電容電壓在協(xié)調(diào)控制下趨于一致。由圖 9（d）和（e）可以看出，在電池模塊容量和初始SOC不同的情況下，通過(guò)移相角和占空比的獨(dú)立控制，能夠保證整個(gè)裝置在雙向最大功率下正常工作?？梢?jiàn)，本文提出的基于電池儲(chǔ)能的PCS及其協(xié)調(diào)控制策略對(duì)電池組狀態(tài)的離散性具有很強(qiáng)的適應(yīng)能力，擴(kuò)大了裝置的穩(wěn)定運(yùn)行范圍。

4 結(jié)論

本文提出了一種組合級(jí)聯(lián)式兆瓦級(jí)PCS的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并重點(diǎn)對(duì)其協(xié)調(diào)控制策略進(jìn)行了深入研究。在PSCAD/EMTDC環(huán)境下對(duì)基于鋰電池儲(chǔ)能的功率調(diào)節(jié)裝置的啟動(dòng)過(guò)程、正常調(diào)節(jié)工況和電池組離散性的不同工況仿真表明：所提出的軟啟動(dòng)控制能夠使裝置平滑投入運(yùn)行，對(duì)系統(tǒng)沖擊小；含功率前饋的移相角控制改善了直流電容電壓的動(dòng)態(tài)品質(zhì)，提高了裝置的響應(yīng)速度；在電池SOC離散性較大的情況下，整個(gè)裝置仍然能夠保證雙向最大功率下正常工作，并維持直流側(cè)電容電壓恒定。

該裝置的最大特點(diǎn)是具有較寬的電壓匹配能力，電池狀態(tài)適應(yīng)能力強(qiáng)，適合差異化電池配置；通過(guò)級(jí)聯(lián)能夠?qū)崿F(xiàn)大容量?jī)?chǔ)能和雙向大功率調(diào)節(jié)；可直接并網(wǎng)，省去并網(wǎng)變壓器；便于集中并行控制，動(dòng)態(tài)品質(zhì)好，響應(yīng)速度快。該裝置在乏鋰電池的梯次化利用、平抑可再生能源發(fā)電功率波動(dòng)、微電網(wǎng)功率補(bǔ)償和頻率控制、電力系統(tǒng)儲(chǔ)能電站等方面具有廣闊的應(yīng)用前景。但裝置充放電時(shí)，各電池組之間SOC的平衡仍是關(guān)鍵問(wèn)題，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下的電池SOC自均衡控制正在進(jìn)一步研究中。