模塊化多電平變流器調(diào)制策略研究

，，，，

（中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院，江蘇徐州 221008）

1 引言

模塊化多電平變流器（MMC）由于其眾多的優(yōu)點(diǎn)得到了越來越多的關(guān)注［1-2］。文獻(xiàn)［1］提出的MMC采用子模塊串聯(lián)的方法，避免了諸如兩電平和三電平變流器利用大量開關(guān)器件的直接串聯(lián)來達(dá)到高壓大功率的目的。

文獻(xiàn)［2-3］分析了電壓空間矢量調(diào)制技術(shù)（SVPWM）的調(diào)制策略。文獻(xiàn)［4］提出了一種改進(jìn)的PWM調(diào)制策略。文獻(xiàn)［5］分析了階梯波調(diào)制策略。文獻(xiàn)［6-8］分析了載波移相調(diào)制策略。

本文針對MMC的拓?fù)涮攸c(diǎn)，根據(jù)MMC各相投入的子模塊總數(shù)是否恒為N的原則，基于載波層疊技術(shù)，研究了其輸出相電壓為N+1電平和2N+1電平的調(diào)制策略，并提出了實(shí)現(xiàn)方案，該調(diào)制策略無須數(shù)學(xué)計(jì)算就可以得到各橋臂中子模塊投入的數(shù)量和處于PWM狀態(tài)的子模塊的占空比信息，且電容電壓均衡時只進(jìn)行排序，避免了閉環(huán)控制，且易于擴(kuò)展到任意電平數(shù)。最后在Matlab/Simulink仿真環(huán)境和搭建的實(shí)驗(yàn)平臺上，對這兩種調(diào)制策略進(jìn)行了仿真分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2 MMC基本原理

2.1 MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

MMC子模塊及三相主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，每相分為上、下橋臂，各橋臂由N個子模塊組成，上、下橋臂通過橋臂電抗L相串聯(lián)。各子模塊均由一個半橋結(jié)構(gòu)和直流電容C串聯(lián)組成，各子模塊通過端點(diǎn)A和端點(diǎn)B與外部相連。通過對子模塊中上、下開關(guān)管的控制，可以實(shí)現(xiàn)對直流電容的規(guī)律性充電與放電。

圖1 MMC子模塊及三相主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 The topology of three phases MMC and submodules

2.2 工作原理

MMC子模塊的工作狀態(tài)如圖2所示，分別為旁路、投入與切除狀態(tài)，每種狀態(tài)根據(jù)流經(jīng)子模塊的電流方向分為兩種工作模式。

圖2MMC子模塊工作狀態(tài)Fig.2 The working condition of the submodules of MMC

根據(jù)各相中子模塊投入的個數(shù)是否恒為N的原則，來實(shí)現(xiàn)輸出相電壓為N+1電平與2N+1電平［4］。以圖1中的A相為例，當(dāng)其滿足下式時，輸出相電壓電平數(shù)為N+1電平。

式中：Npa為上橋臂投入的子模塊個數(shù)；Nna為下橋臂投入的子模塊個數(shù)。

當(dāng)其滿足下式時，輸出相電壓電平數(shù)可以達(dá)到2N+1電平。

式中：K取值為N-1，N，N+1。

要維持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，需要每相中投入的子模塊電壓和與橋臂電抗壓降之和為直流側(cè)電壓。假如各相子模塊電容電壓完全均衡，并為USM。當(dāng)該相投入子模塊個數(shù)滿足式（1）時，橋臂電抗壓降之和為0，滿足式（2）時，橋臂電抗壓降之和大小在0，-USM，USM之間變化。MMC的環(huán)流分量是由橋臂電抗壓降之和的大小決定的［7］，該特性使得輸出相電壓為2N+1電平時，MMC相間環(huán)流相對于輸出相電壓為N+1電平時較大，會增大MMC系統(tǒng)損耗。而隨著輸出電壓電平數(shù)目的增多，在同等開關(guān)頻率下輸出相電壓為2N+1電平的THD減小，進(jìn)而簡化輸出濾波器的設(shè)計(jì)，同時其輸出電壓du/dt減小會減輕其引起的電磁干擾。

3 載波層疊技術(shù)

載波層疊技術(shù)采用調(diào)制波與多個疊加的載波相比較的方式，產(chǎn)生相應(yīng)的數(shù)量觸發(fā)脈沖，易于MMC擴(kuò)展任意電平數(shù)目。

3.1 載波層疊調(diào)制策略

根據(jù)三角載波之間相位關(guān)系的不同，載波層疊調(diào)制分為：同相層疊、正負(fù)反向?qū)盈B、交替反向?qū)盈B調(diào)制，本文針對同相載波層疊調(diào)制進(jìn)行分析。同相載波層疊調(diào)制策略如圖3所示，其中C1，C2，C3，C4為4個相位相同的載波，Us（t）為調(diào)制波，在每個載波周期Tc內(nèi)，調(diào)制波和載波相比較，產(chǎn)生4路脈沖，根據(jù)電容電壓均衡策略，將其分配給相應(yīng)的子模塊控制其工作狀態(tài)。

圖3 同相載波層疊PWM調(diào)制Fig.3 Carrier phase disposition PWM modulation

3.2 載波層疊技術(shù)實(shí)現(xiàn)N+1電平

上橋臂載波與調(diào)制波如圖3所示，在每個載波周期Tc內(nèi)，通過調(diào)制波與載波的比較可得N路觸發(fā)脈沖，其中包括Npa路開通脈沖使相應(yīng)數(shù)量的子模塊處于投入狀態(tài)，1路PWM脈沖使1個子模塊的工作狀態(tài)在投入與切除之間變化，N-Npa-1路關(guān)斷脈沖使相應(yīng)數(shù)量的子模塊處于切除狀態(tài)，將此N路觸發(fā)脈沖發(fā)送給上橋臂的N個子模塊作為其開關(guān)管的觸發(fā)信號，同時將此N路脈沖取反，發(fā)送給下橋臂的N個子模塊作為其開關(guān)管的觸發(fā)信號，則上下橋臂中的PWM脈沖互補(bǔ)?？杀ＷC在各個時刻該相上、下橋臂投入的子模塊總數(shù)恒為N，滿足式（1），可實(shí)現(xiàn)輸出相電壓為N+1電平。

3.3 載波層疊技術(shù)實(shí)現(xiàn)2N+1電平

當(dāng)上、下橋臂的載波相同，且調(diào)制波反向時，在每個載波周期Tc內(nèi)，通過調(diào)制波與載波相比較，上橋臂產(chǎn)生Npa路開通脈沖，1路PWM脈沖，N-Npa-1路關(guān)斷脈沖，下橋臂產(chǎn)生N-Npa-1路開通脈沖，1路PWM脈沖，Npa路關(guān)斷脈沖。因上、下橋臂產(chǎn)生的PWM狀態(tài)的脈沖并不能保持為互補(bǔ)狀態(tài)，導(dǎo)致在各個時刻一相上、下橋臂中處于投入狀態(tài)的子模塊數(shù)量不恒為N。圖4以A相為例，在一個載波周期Tc內(nèi)，分析了該相各時刻投入的子模塊總數(shù)，因通常載波比很大，可假定調(diào)制波的大小在Tc內(nèi)為一常數(shù)，其中上橋臂調(diào)制波為Upa_s，下橋臂調(diào)制波為Una_s。

圖4 載波周期Tc內(nèi)A相投入的子模塊個數(shù)Fig.4 The number of inputting submodules of phase A in carrier cycle Tc

由圖4可知，在載波周期Tc內(nèi)，對任意Upa_s與Una_s的取值，A相投入的子模塊總數(shù)，在t0—t1與t4—t5內(nèi)為 N+1 個，在 t1—t2與 t3—t4內(nèi)為 N 個，在t2—t3內(nèi)為N-1個，滿足式（2），則可實(shí)現(xiàn)輸出相電壓為2N+1電平。

3.4 子模塊電容電壓均衡策略

應(yīng)用載波層疊技術(shù)實(shí)現(xiàn)輸出相電壓為N+1電平與2N+1電平的調(diào)制策略所采用的均壓策略相同：首先根據(jù)采樣的子模塊電容電壓值進(jìn)行排序，當(dāng)橋臂電流為正時，處于投入狀態(tài)的子模塊會吸收功率進(jìn)行充電，將電容電壓值較小的子模塊投入，使其充電以升高其電壓值。當(dāng)橋臂電流為負(fù)時，處于投入狀態(tài)的子模塊會釋放功率進(jìn)行放電，將電容電壓值較大的子模塊投入，使其放電以降低其電壓值。通過控制子模塊的充放電，來達(dá)到子模塊電容電壓均衡的目的。調(diào)制波與載波的比較結(jié)果決定了子模塊處于投入與切除狀態(tài)的數(shù)量，子模塊電容電壓排序結(jié)果和橋臂電流方向決定了子模塊的工作狀態(tài)，在硬件條件允許的情況下，該均衡策略并不受橋臂中串聯(lián)的子模塊數(shù)量的限制，理論上可實(shí)現(xiàn)MMC輸出任意電平數(shù)。

4 仿真分析

4.1 輸出相電壓N+1電平仿真分析

在Matlab/Simulink仿真環(huán)境中，按照以下參數(shù)搭建三相5電平仿真模型：各橋臂包含4個子模塊，直流側(cè)電壓為800 V，調(diào)制波頻率50 Hz，載波頻率5 kHz，調(diào)制度為1，橋臂電抗為11 mH，負(fù)載由100 Ω的電阻和60 mH的電抗組成，仿真結(jié)果如圖5～圖7所示。

圖5 輸出相電壓、相電流波形Fig.5 The waveforms of phase output voltage and current

圖6 A相上橋臂子模塊電容電壓值Fig.6 The fluctuation of capacitance voltage of the submodulesinupperarmofphaseA

圖7 橋臂電抗電壓和Fig.7 The sum of the reactors′voltage in the arm

由圖5可知，因橋臂子模塊N為4，輸出相電壓波形為N+1=5電平，輸出電平數(shù)與理論分析相符。輸出相電壓總諧波畸變率THD為24.72%，輸出相電流基本無畸變。由圖6可知，上橋臂4個子模塊電容電壓波動趨勢相同且范圍很小，為電容電壓值的1.5%左右，均衡效果良好。

當(dāng)每相處于投入的子模塊個數(shù)保持為N時，因各橋臂電壓和應(yīng)與直流側(cè)母線電壓值相等，則各相上、下橋臂電抗的壓降之和應(yīng)為0，由圖7可知，其與理論分析相符合。

4.2 輸出相電壓2N+1電平仿真分析

在Matlab/Simulink仿真環(huán)境中，按照5電平的參數(shù)搭建三相9電平仿真模型，仿真結(jié)果如圖8～圖10所示。由圖8可知，輸出相電壓為2N+1=9電平，且隨著電平數(shù)量的增加，輸出相電壓THD由原來的24.72%降低為12.72%，輸出相電流波形也得到相應(yīng)的改善，輸出相電流幾乎無畸變。

由圖9可知，在輸出相電壓提高的同時，輸出相電壓2N+1電平的上橋臂4個子模塊電容電壓均衡效果和N+1電平基本一致。

圖8 輸出相電壓、相電流波形Fig.8 The waveforms of phase output voltage and current

圖9 A相上橋臂子模塊電容電壓值Fig.9 The fluctuation of capacitance voltage of the submodulesinupperarmofphaseA

圖10 橋臂電抗值電壓和Fig.10 The sum of the reactors′voltage in the arm

當(dāng)橋臂中子模塊投入的個數(shù)在N，N+1，N-1之間變化時，為保持直流側(cè)電壓的穩(wěn)定，則各相上、下橋臂電抗的壓降之和在0，-USM，USM之間變化，由圖10可知，上、下橋臂電抗電壓和在0，-200，200間變化，其與理論分析相符合。

5 實(shí)驗(yàn)分析與結(jié)論

在搭建的MMC單相樣機(jī)上按照以下參數(shù)對輸出相電壓為N+1電平和2N+1電平的調(diào)制策略進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證：各橋臂包含4個子模塊，直流側(cè)電壓100 V，調(diào)制波頻率50 Hz，載波頻率5 kHz，調(diào)制度為1，橋臂電抗為5 mH，負(fù)載由50 Ω的電阻和15 mH的電抗組成。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11、圖12所示。

圖11 N+1電平波形Fig.11 The waveforms of N+1 levels

圖12 2N+1電平波形Fig.12 The waveforms of 2N+1 levels

圖11為N+1電平波形圖，因N為4，輸出相電壓為N+1=5電平，子模塊電容電壓值在25 V左右波動，且上、下橋臂電抗電壓和基本為0 V。圖12為2N+1電平波形圖，輸出相電壓為2N+1=9電平，子模塊電容電壓波動與N+1電平基本一致，上、下橋臂電抗電壓和在0，-25，25之間變化。

本文基于載波層疊技術(shù)，在分析各相投入的子模塊數(shù)量的基礎(chǔ)上提出了如何實(shí)現(xiàn)輸出相電壓為N+1電平與2N+1電平的調(diào)制策略，該調(diào)制策略無需數(shù)學(xué)計(jì)算，且子模塊電容均壓時只需排序，實(shí)現(xiàn)簡單，易于MMC擴(kuò)展到任意電平數(shù)目，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了調(diào)制策略的可行性。

［1］Glinka M.Prototype of Multiphase Modular-mutilevel-converter with 2 MW Power Rating and 17-level-output-voltage［C］//In Power Electronics Specialists Conferece ，Aachen，Germany，2004：2572-2576.

［2］Lesnicar A，Marquardt R.An Innovative Modular Multilevel Converter Topology Suitable for a Wide Power Range［C］//In Power Tech Conference Proceedings，Bologna Italy：IEEE，2003：6.

［3］劉鐘淇，宋強(qiáng)，劉文華.新型模塊化多電平變流器的控制策略研究［J］.電力電子技術(shù)，2009，43（10）：5-7.

［4］Li Zixin.An Improved Pulse Width Modulation Method for Chopper-cell-based Modular Multilevel Converters［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2012：3472-3482.

［5］管敏淵，徐政，屠卿瑞，等.模塊化多電平換流器型直流輸電的調(diào)制策略［J］.電力系統(tǒng)自動化，2010，34（2）：48-51.

［6］王曉鵬，楊曉峰，范文寶，等.模塊組合多電平變換器的脈沖調(diào)制方案對比［J］.電工技術(shù)學(xué)報，2011，26（5）：28-33.

［7］管敏淵，徐政，屠卿瑞，等.模塊化多電平換流器環(huán)流抑制控制器設(shè)計(jì)［J］.電力系統(tǒng)自動化，2010，34（18）：57-61.

［8］廖其艷，郭家虎，趙埕萱.新型模塊化多電平變換器的PWM控制［J］.電氣傳動，2011，41（9）：34-37.