基于數(shù)字移相的高頻鏈光伏供電系統(tǒng)設(shè)計(jì)

丁中樑， 郭建波， 吳小波， 張文合， 付敏玲

(1. 成都大學(xué) 電子信息工程學(xué)院， 四川 成都 610106； 2. 電子科技大學(xué) 機(jī)械電子工程學(xué)院， 四川 成都 611731)

0 引 言

隨著光伏建筑一體化的發(fā)展趨勢(shì)以及直流電的廣泛使用[1]，采用光伏陣列為直流負(fù)載供電日益增多。

本文在研究光伏直流微電網(wǎng)系統(tǒng)中的光伏陣列與直流母線之間的光伏能量變換器的基礎(chǔ)上[2-4]，采用數(shù)字移相的控制方式，實(shí)現(xiàn)全橋高頻鏈電路拓?fù)湓诖蠊β使夥绷鞴╇妶?chǎng)合的應(yīng)用，從而實(shí)現(xiàn)光伏陣列的最大功率點(diǎn)跟蹤[5]或者輸出穩(wěn)壓。

1 供電系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

系統(tǒng)采用DSP芯片TMS320F2812作為主控芯片，設(shè)計(jì)一個(gè)功率為4 kW的移相全橋變換器，用于實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓或最大功率點(diǎn)跟蹤。

1.1 穩(wěn)壓設(shè)計(jì)

實(shí)現(xiàn)負(fù)載穩(wěn)壓時(shí)，以輸出電壓作為反饋構(gòu)建電壓閉環(huán)[6]，系統(tǒng)傳遞框圖如圖2所示，圖中：1/Fm為調(diào)制器模型的傳遞函數(shù)；Gvd(s)為控制量d到輸出vo移相全橋變換器的傳遞函數(shù);H(s)為電壓反饋系數(shù)組成的傳遞函數(shù)。

通過(guò)對(duì)主電路和濾波電路進(jìn)行分析[7]，可得到：

式中：n為高頻變壓器原副邊匝數(shù)比，取為1/4；Uin為輸入電壓，在100～200 V之間變動(dòng)；Lf為濾波電感，取為1.6 mH；Cf為濾波電容，取為3 μF；R為負(fù)載阻抗，取為50 Ω。

此時(shí)系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)的波特圖如圖3所示。

從圖中可以看出，系統(tǒng)在穿越頻率附近相位裕量近似為零，所以相對(duì)穩(wěn)定性很差，為了增大系統(tǒng)的相對(duì)穩(wěn)定性，將要對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行補(bǔ)償。采用PI控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)，此時(shí)系統(tǒng)傳遞框圖如圖4所示。

把PI控制器的零點(diǎn)fz設(shè)置在濾波器的轉(zhuǎn)折頻率fn處，即fz=fn，此時(shí)PI參數(shù)計(jì)算如下：

穿越頻率fc靠近低頻可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但是會(huì)犧牲快速跟隨性；靠近濾波器的轉(zhuǎn)折頻率可提高快速性，但是會(huì)導(dǎo)致穩(wěn)定性變差。所以折衷選取fc為轉(zhuǎn)折頻率fn的1/10，故fc=230 Hz。

補(bǔ)償后開環(huán)傳遞函數(shù)為：

于是可得：

補(bǔ)償后的開環(huán)波特圖如圖5所示，此時(shí)系統(tǒng)的開環(huán)穿越頻率為230 Hz，滿足設(shè)計(jì)要求。

模擬PI控制器的離散化[8]：

離散化為：

ΔGck=Gck-Gc(k-1)=Kp[e(k)-e(k-1)]+

圖5 采用PI補(bǔ)償后開環(huán)波特圖

因?yàn)椴蓸又芷赥s=5×10-5s，綜合上述等式可得：

1.2 最大功率點(diǎn)跟蹤設(shè)計(jì)

實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤采用同樣的電路，只需改變控制算法，這體現(xiàn)出了數(shù)字控制的靈活性。不過(guò)此設(shè)計(jì)中需要外接電路保持負(fù)載的電壓穩(wěn)定，就像上一種穩(wěn)壓設(shè)計(jì)中需要外接電路實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤一樣[9]。

通過(guò)控制移相全橋DC/DC變換器開關(guān)管的占空比[10-11]來(lái)調(diào)節(jié)光伏陣列的工作點(diǎn)從而改變負(fù)載的等效電阻，實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)的跟蹤。

由輸入輸出電壓關(guān)系可知：

式中：Udc為直流母線電壓，為恒定值；D為移相全橋的占空比；Upv為光伏陣列輸出電壓；n為變壓器原副邊的匝數(shù)比。由此可知，D與Upv成反比。

采用占空比擾動(dòng)法實(shí)現(xiàn)MPPT原理如圖6所示。

令

e(k)=ΔUpv=Upv-Uref

則經(jīng)過(guò)PI處理后可得：

ΔD(k)=Kp(e(k)-e(k-1))+KiTe(k)

式中：Kp為PI的比例系數(shù);Ki為PI的積分系數(shù);T為積分時(shí)間常數(shù)。

D(k)=D(k-1)+ΔD(k)

可以先賦一個(gè)初始占空比啟動(dòng)全橋變換器。

當(dāng)Uref>Upv時(shí)，即擾動(dòng)方向?yàn)檎龝r(shí)，且P(k)>P(k-1)，需增大Upv，故需要減小D(k)。

當(dāng)UrefP(k-1)，需減小Upv，故需要增大D(k)。

2 系統(tǒng)硬件及軟件設(shè)計(jì)

2.1 硬件設(shè)計(jì)

2.1.1高頻變壓器設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)要求：

輸入： DC 100～200 V、Pout=4 kW。

輸出： 電壓 400 V、電流 10 A 。

效率：80% 工作頻率：20 kHz。

式中：PT=Po/η+Po=9 kW為視在功率；K0為窗口使用系數(shù)[12]，取典型值0.4；Kf為波形系數(shù)，方波為4；fs為工作頻率；Bw為工作磁通密度，取為鐵氧體飽和磁密0.35T的1/3, 即0.117T；此處采用EE型磁芯，所以X為常數(shù)，取為-0.14；Kj為電流密度比例系數(shù)，允許溫升25 ℃，取為323。于是最終選取EE 型磁芯110/56/36(mm)的Mn-Zn鐵氧體。

為防止共同導(dǎo)通，取占空比Dmax=0.45，從而次級(jí)繞組匝數(shù)為：

故取Ns=30匝，那么次級(jí)繞組電流：

次級(jí)繞組裸線面積：

式中：J為電流密度，此處選為350 A/cm2。

初級(jí)繞組匝數(shù)：

故取Np=9匝，因?yàn)椋?/p>

Ip=4Is=50 A

那么初級(jí)繞組裸線面積：

考慮趨附效應(yīng)的影響，變壓器的工作頻率為20 kHz，在此頻率下，銅導(dǎo)線的穿透深度Δ=0.467 3，因此繞組應(yīng)選用線徑小于0.93 mm的銅導(dǎo)線。這里原邊采用線半徑為0.4 mm 的漆包線29根并繞9匝,副邊采用線半徑為0.4 mm 的漆包線7根并繞30匝,原副邊采用分層交叉繞法。

2.1.2輸出濾波電感的設(shè)計(jì)

濾波電感屬于直流濾波電感，磁芯工作于I類工作狀態(tài)，為保證工作在電流連續(xù)模式下，則[13]：

式中：Ui為電感輸入端電壓，取為100 V；D為占空比，取為最大值0.45；fLf是輸出波形的頻率，即2倍的開關(guān)頻率，取為40 kHz；Io(ccm)是保證輸出電流連續(xù)的最小電流，一般取為10%Io(max)，取為1 A； 考慮裕量,取為設(shè)計(jì)值的5倍，即1.6 mH。

2.1.3輸出濾波電容的設(shè)計(jì)

輸出濾波電容與穩(wěn)壓電源對(duì)電壓波動(dòng)峰峰值的大小要求有關(guān)[14-15]：

式中：Uo為輸出電壓，取為400 V；Lf為輸出電感值，取為1.6 mH；fcf是輸出波形的頻率，即2倍的開關(guān)頻率，取為40 kHz；ΔUopp是輸出電壓允許的電壓波動(dòng)值，取為10 V；考慮到濾波要求，取為3 μF,由于電解電容存在很大的ESR，所以選用2個(gè)CBB 155J 630 V的電容并聯(lián)。

2.2 軟件設(shè)計(jì)

采用數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)移相全橋的穩(wěn)壓或者M(jìn)PPT，關(guān)鍵就是如何通過(guò)采樣電壓、電流等實(shí)時(shí)信息，通過(guò)控制器的外設(shè)接口和內(nèi)部寄存器進(jìn)行數(shù)據(jù)的處理，從而產(chǎn)生控制信號(hào)，即主要是如何產(chǎn)生PWM波形實(shí)現(xiàn)全橋電路的移相[16]。

選擇DSP的事件管理器B中兩個(gè)全比較單元4和5來(lái)實(shí)現(xiàn)，由全比較單元4產(chǎn)生的PWM7和PWM8來(lái)控制超前橋臂的上下管Q1、Q2，由全比較單元5產(chǎn)生的PWM9和PWM10來(lái)控制滯后橋臂的上下管Q3、Q4，那么固定CMPR4的值，通過(guò)移動(dòng)CMPR5就可以實(shí)現(xiàn)占空比的改變。

以CMPR4為參考時(shí)序進(jìn)行分析，假設(shè)在增計(jì)數(shù)時(shí)CMPR4的值為Value1，那么在減計(jì)數(shù)時(shí)就是T3PER-Value1。當(dāng)全比較單元5產(chǎn)生中斷時(shí)，判斷該時(shí)刻定時(shí)器3是增計(jì)數(shù)還是減計(jì)數(shù)，如果是增計(jì)數(shù)，那么賦給CMPR4和CMPR5在減計(jì)數(shù)上新的比較值，此時(shí)CMPR5的數(shù)值是按反饋調(diào)節(jié)輸出進(jìn)行調(diào)節(jié)的，而CMPR4只是在兩個(gè)固定的數(shù)值之間來(lái)回變化；由此可知PWM7和PWM8的控制信號(hào)是一直不變的，而PWM9和PWM10會(huì)隨著CMPR5的變化而變化，即達(dá)到了移相的目的。

圖7所示為在DSP內(nèi)部產(chǎn)生移相PWM波形的程序流程圖。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

綜上所述，采用的方案成功地設(shè)計(jì)了一款數(shù)字控制的移相全橋變換器系統(tǒng)，進(jìn)行如下實(shí)驗(yàn)。

3.1 實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤的測(cè)試實(shí)驗(yàn)

PV陣列：3片太陽(yáng)板串聯(lián)，總功率為230×3=690 W，理想空載電壓為36×3 =108 V。測(cè)試條件：溫度適中，光照強(qiáng)度不是很大，采用額定功率為100 W的燈泡并聯(lián)作為負(fù)載，PV輸出的空載電壓為98 V。

測(cè)試數(shù)據(jù)如下：

由表1～6可以看出，在后端電壓不加控制時(shí)，在不斷增加負(fù)載的過(guò)程中，PV的輸出功率是不斷增加的，這說(shuō)明光伏陣列能量輸出大于負(fù)載所需；當(dāng)燈泡加到6以后，光伏輸出功率幾乎不變了，說(shuō)明此時(shí)PV輸出功率不足以提供負(fù)載所需，此時(shí)才能夠跟蹤到最大的輸出功率，而且通過(guò)表中數(shù)據(jù)可以發(fā)現(xiàn)，這種跟蹤方法可以實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)的跟蹤。

表1

3.2 實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓控制實(shí)驗(yàn)

直流側(cè)的穩(wěn)壓波形如圖8所示，由波形可以看出，電壓波形基本可以穩(wěn)住，只存在很小的波動(dòng)，在+/-20 V以內(nèi)，與預(yù)期規(guī)定的5%電壓調(diào)整率相符合。

圖8 直流側(cè)電壓波形

4 結(jié) 語(yǔ)

數(shù)字移相的高頻鏈光伏供電系統(tǒng)可以實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤或者負(fù)載穩(wěn)壓，性能良好并已成功應(yīng)用于直流光伏與市電聯(lián)合供電系統(tǒng)中。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該設(shè)計(jì)方案切實(shí)可行。

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