雙級矩陣變換器混合式換流

宋衛(wèi)章， 邢飛雄， 賀瑾， 鐘彥儒， 汪春華， 汪麗娟

(1.西安理工大學(xué)自動化與信息工程學(xué)院，陜西西安710048;2.西安交通大學(xué)電力設(shè)備電氣絕緣國家重點實驗室，陜西西安710049;3.西安航空學(xué)院 電氣學(xué)院，陜西西安710077)

0 引言

雙級矩陣變換器(two－stage matrix converter，TSMC)作為一種新型綠色電力電子變換器，不僅具有常規(guī)矩陣變換器(conventional matrix converter，CMC)許多優(yōu)點［1－4］，而且克服了常規(guī)矩陣變換器存在的控制策略復(fù)雜、箝位電路龐大等不足［5－7］成為目前最具有發(fā)展?jié)摿Φ碾娏ψ儞Q器。

矩陣變換器采用雙向開關(guān)，工作時必須同時滿足輸入側(cè)不能短路和輸出側(cè)不能開路兩個約束條件，需特殊換流模式［4－8］。N.Burany 提出了四步換流策略［8］，通過檢測輸出電流的方向?qū)崿F(xiàn)雙向開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)的轉(zhuǎn)換，從理論上解決了換流問題。M.Ziegler等人提出了半自然兩步換流策略［9］，通過檢測輸入側(cè)電壓進行判斷，但沒有解決輸入兩相電壓相近處換流失敗的問題。L.Empringham提出了通過檢測開關(guān)管壓降進行輸出電流方向檢測的電流型兩步換流法［10］，提高換流可能性，但增加了成本。文獻［11－12］則是對兩步電壓換流策略研究的進一步延伸。

針對TSMC，文獻［13］提出了需整流級和逆變級同時協(xié)調(diào)的零電流換流策略，由于整流級是高頻調(diào)制，整流級開關(guān)切換點全部利用零電流換流實現(xiàn)時，需要時刻追蹤整流級開關(guān)切換點，具體實現(xiàn)為:逆變級載波波峰或波谷對應(yīng)零矢量，于是利用逆變級載波峰值點時刻追蹤整流級開關(guān)切換點，逆變級輸出零電壓矢量，迫使直流側(cè)輸出開路時，直流側(cè)電流近似為零，此時整流級開關(guān)在零電流狀態(tài)下切換從而實現(xiàn)窄脈沖零電流換流，這就需要逆變級產(chǎn)生一個峰值時刻跟蹤整流級開關(guān)切換點的變化三角載波［2，13］，該三角波峰值點時刻變化，為一動態(tài)波形，非規(guī)則動態(tài)三角載波給工程實現(xiàn)帶來了較大困難。同時由于逆變級零矢量寬度有限，整流級寬脈沖處逆變級零矢量追蹤覆蓋存在較大困難，寬脈沖處零電流換流失效［11－13］。

為此，本文提出一種混合式換流方案，將脈沖分為寬窄脈沖，寬脈沖采用四步換流，窄脈沖處采用零電流換流。TSMC采用傳統(tǒng)X型6扇區(qū)劃分，電壓型四步換流策略較難實現(xiàn)，將6扇區(qū)細分為12扇區(qū)，同時解決扇區(qū)切換處誤換流問題。針對零電流換流協(xié)調(diào)下載波不規(guī)則問題，提供了一種依據(jù)整流級開關(guān)占空比調(diào)整逆變級信號波的簡易實現(xiàn)方法，上述措施有效解決了換流失效的問題，消除了過電流/電壓尖峰，提高了系統(tǒng)可靠性。

1 TSMC拓撲結(jié)構(gòu)及調(diào)制策略

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

TSMC拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，由整流級和逆變級組成，整流級可視為電流型整流器［6－7］，逆變級可視為電壓型逆變器。

圖1 TSMC拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 The topology of TSMC

1.2 調(diào)制策略

無零矢量空間矢量調(diào)制策略是TSMC目前普遍采用的一種調(diào)制策略。為了獲得較高直流電壓的同時確保優(yōu)良的網(wǎng)側(cè)性能，將一個周期中三相輸入電壓分成X型的6個扇區(qū)［7］，如圖2所示。

圖2 6扇區(qū)的劃分Fig.2 6 sectors

每個扇區(qū)中，一相電壓絕對值最大，另兩相電壓極性相反，絕對值最大相對應(yīng)開關(guān)處于恒導(dǎo)通狀態(tài);另兩相的開關(guān)處于調(diào)制狀態(tài)。各區(qū)間開關(guān)狀態(tài)如表1所示。

表1 6扇區(qū)開關(guān)狀態(tài)Table 1 Switching state of 6 intervals

TSMC逆變級與傳統(tǒng)逆變器一樣，故采用性能優(yōu)良的電壓型空間矢量調(diào)制策略(SVPWM)［7］。

2 混合換流法

在每個扇區(qū)與相鄰扇區(qū)切換的區(qū)域，調(diào)制生成的PWM脈沖較窄，脈沖寬度小于最小換流時間，于是不能提供足夠的時間完成四步換流［11－12］，四步換流失效，如圖3所示，窄脈沖處換流失敗則會導(dǎo)致任兩相直通，從而損壞功率開關(guān)，目前已有的解決措施多是將窄脈沖吃掉不換流［13－14］，如圖4所示，這會直接導(dǎo)致輸出波形質(zhì)量變差。

圖3 PWM的窄脈沖圖Fig.3 Narrow-pulse

圖4 PWM窄脈沖消除Fig.4 adjust Narrow-pulse region

2.1 窄脈沖判斷

每一步換流時間為T，四步換流所需時間為4T，在計算所得的右半個開關(guān)周期Ts指令波形中，判斷左右兩個矢量作用時間，脈沖寬度小于4T的脈沖為窄脈沖，如圖5所示，例如:如果t1＜4T，則該相在開關(guān)周期中間存在一個0→1→0的窄脈沖。

圖5 窄脈沖的判斷Fig.5 Judgment of narrow pulse

2.2 混合換流

TSMC整流級窄脈沖較窄較難實現(xiàn)四步換流，但零電流換流策略下逆變級零矢量作用時間相對較長，卻很容易追蹤和覆蓋整流級窄脈沖，故零電流換流能較好解決窄脈沖換流問題。同時由于逆變級零矢量寬度有限，整流級寬脈沖處逆變級零矢量追蹤覆蓋較困難，零電流換流寬脈沖處失效。

為了實現(xiàn)TSMC各種脈沖(寬、窄脈沖)可靠換流，采用一種混合式換流方案，如圖6所示:當t1＞4T，即寬脈沖采用四步換流策略，四步換流步驟如圖中所示，t1≤4T，窄脈沖采用零電流協(xié)調(diào)換流。

圖6 混合換流方案Fig.6 Map of hybrid commutation

3 寬脈沖換流

3.1 扇區(qū)細分

四步換流是一種針對傳統(tǒng)矩陣變換器的換流策略，而TSMC整流級采用的是一種無零矢量空間矢量調(diào)制策略，不同于傳統(tǒng)矩陣變換器虛擬整流級所用的電流型空間矢量調(diào)制策略，傳統(tǒng)X型6扇區(qū)下電壓型四步換流(如圖2所示)在TSMC整流級中較難實現(xiàn):同一扇區(qū)中相同極性的兩相電壓在陰影區(qū)域兩側(cè)的相對大小不同，根據(jù)電壓型換流的原則，該陰影區(qū)域兩側(cè)四步換流順序不同［11］，即換流時序不同，傳統(tǒng)X型6扇區(qū)劃分無法滿足該陰影區(qū)域兩側(cè)不同換流時序的要求。

為了確保TSMC整流級雙向開關(guān)較好實現(xiàn)四步換流，將一個扇區(qū)細分為2個扇區(qū)，傳統(tǒng)X型6扇區(qū)細分為12扇區(qū)，如圖7所示。

圖7 12扇區(qū)劃分Fig.7 12 sectors

細分后12扇區(qū)中，第1(細分后扇區(qū)號被重新分配)扇區(qū)和第2扇區(qū)以ua=uc為界，第1扇區(qū)ua＜uc，第2扇區(qū)為ua＞uc，以第1扇區(qū)和第2扇區(qū)為例對扇區(qū)細分后TSMC整流級雙向開關(guān)四步換流策略進行分析。

3.2 扇區(qū)細分下整流級寬脈沖處四步換流

第1扇區(qū)

從a相上橋臂換流到c相上橋臂，第一步開通Sc1;第二步關(guān)斷Sa1;第三步開通Sc2;第四步關(guān)斷Sa2。再換回到a相上橋臂，第一步開通 Sa2;第二步關(guān)斷Sc2;第三步開通Sa1;第四步關(guān)斷Sc1。

第2扇區(qū)

從a相上橋臂換流到c相上橋臂，第一步開通Sc2;第二步關(guān)斷Sa2;第三步開通Sc1;第四步關(guān)斷Sa1。再換回到a相上橋臂，第一步開通 Sa1;第二步關(guān)斷Sc1;第三步開通Sa2;第四步關(guān)斷Sc2。兩扇區(qū)下的開關(guān)狀態(tài)如圖8所示。

圖8 12扇區(qū)下的四步換流示意圖Fig.8 Four-step commutation strategy under 12 sectors

圖中1表示開通，0表示關(guān)斷;六個數(shù)字對應(yīng)的開關(guān)分別為 Sa1，Sa2，Sb1，Sb2，Sc1，Sc2。矩形框表示穩(wěn)態(tài)，橢圓形框表示換流。

在電壓型四步換流策略中，由于電壓檢測元件與檢測電路的延時和檢測信號的誤差，在每個扇區(qū)切換區(qū)域，極性相同兩相電壓在相等時刻附近(如圖2、圖7中陰影區(qū)域)較難實現(xiàn)準確檢測，易造成誤換流［11－12］，如圖9 所示。

圖9 扇區(qū)切換處的PWMFig.9 PWM under sector change region

針對陰影區(qū)域誤換流問題，采用多種措施聯(lián)合解決，首先通過比較電路將電壓信號變成帶相位信息或相對大小信息的12扇區(qū)方波信號，如圖10所示，12扇區(qū)的采用一定程度上解決了陰影區(qū)域幅值相近兩相電壓的大小判斷問題，其次對12扇區(qū)信號的上升沿和下降沿進行多次采樣和比對，多次比對結(jié)果如相吻合則換流，否則不換流，即在陰影區(qū)域無脈沖切換:一相導(dǎo)通，另一相關(guān)斷，如圖10所示，從而解決陰影區(qū)域誤換流問題，提高系統(tǒng)可靠性。

圖10 扇區(qū)切換處的PWM調(diào)整Fig.10 PWM adjustment under sector change region

4 窄脈沖換流及易實現(xiàn)方案

窄脈沖處的零電流換流需要逆變級零矢量時刻追蹤整流級窄脈沖開關(guān)切換點，才能實現(xiàn)零電流換流。逆變級載波波峰或波谷對應(yīng)零矢量，于是利用逆變級載波峰值點時刻追蹤整流級開關(guān)切換點，逆變級輸出零電壓矢量，迫使直流側(cè)輸出開路時，直流側(cè)電流近似為零，整流級開關(guān)在零電流狀態(tài)下切換從而實現(xiàn)窄脈沖零電流換流，窄脈沖處整流級與逆變級協(xié)調(diào)換流示意圖如圖11所示，圖中上面是整流級的調(diào)制原理和開關(guān) Sb3，Sb4，Sc3，Sc4波形，下面是協(xié)調(diào)前后的三角載波波形和協(xié)調(diào)后的逆變級開關(guān)波形。

上述零電流換流中逆變級載波峰值點時刻追蹤整流級開關(guān)切換點會導(dǎo)致三角載波為非規(guī)則波形，如圖12所示，該三角波峰值點時刻變化，為一動態(tài)波形，非規(guī)則動態(tài)三角載波給工程實現(xiàn)帶來了較大困難。于是本文提出一種改進的易實現(xiàn)方案:逆變級載波峰值點會隨整流級開關(guān)占空比(第一扇區(qū)占空比為:dab和dac，且dab+dac=1)大小變化，于是可產(chǎn)生斜率為1/Ts(Ts為開關(guān)周期)和－1/Ts的規(guī)則鋸齒載波，將逆變級信號波由mxp調(diào)整成dabmxp和(1－dab)mxp=dacmxp兩段，分別與上述規(guī)則鋸齒載波比較，便可生成零矢量時刻追蹤整流級開關(guān)切換點的逆變級開關(guān)信號，如圖12所示。由于dabmxp+(1－dab)mxp=mxp，逆變級的零矢量時刻在變化，但逆變級的有效矢量作用時間卻始終不變，于是上述方法在確保不影響輸出波形質(zhì)量的前提下，能有效解決零電流協(xié)調(diào)換流較難實現(xiàn)的難題。

圖11 TSMC協(xié)調(diào)零電流換流示意圖Fig.11 Relation position between rectifier and inverter reference vector

圖12 信號波調(diào)整后的零電流換流示意圖Fig.12 Achievement map of zero current commutation

5 實驗驗證

為了驗證所提方法的正確性和可行性，制作了一臺雙級矩陣變換器實驗樣機，實驗參數(shù)如下:輸入相電壓100 V，輸入濾波器:L=1.4 mH，C=30 μF，輸出設(shè)定頻率25 Hz，開關(guān)頻率5 kHz，換流時間1.2 μs，TMS320F2812 DSP+EPM240T CPLD 控制器，1.1 kW鼠籠異步交流電機負載。

圖13為扇區(qū)細分前扇區(qū)1下PWM波和6扇區(qū)細分為12扇區(qū)時的扇區(qū)波形，圖中PWM波形中的寬脈沖為6扇區(qū)下陰影區(qū)域扇區(qū)脈沖誤分配所致。

圖13 扇區(qū)細分與同步優(yōu)化Fig.13 Subdividing and synchronous optimization for sector

圖14為12扇區(qū)下的第1扇區(qū)和第2扇區(qū)寬脈沖四步換流波形，實驗結(jié)果與理論分析相吻合，從而驗證了扇區(qū)細分下寬脈沖處四步換流策略的有效性。

圖14 四步換流開關(guān)時序圖Fig.14 Switch relation for four-step commutation

圖15 (a)為僅采用四步換流方案時的輸入濾波前電流波形，由于窄脈沖下四步換流無法實現(xiàn)，出現(xiàn)較高過電流尖峰;圖15(b)為僅采用零電流換流策略時的輸入濾波前電流波形，由于逆變級零矢量寬度有限，不能完全追蹤覆蓋整流級寬脈沖切換點，仍然存在換流失敗情況，導(dǎo)致較高過電流尖峰;圖15(c)為混合換流下的輸入濾波前電流波形，由波形對比知，輸入濾波前電流無過電流尖峰，較好解決了寬、窄脈沖處換流失敗的問題，從而驗證了文中混合式換流方案的可行性。

圖15 換流波形對比Fig.15 Comparison for commutation

圖16 輸入相電壓和濾波后相電流波形Fig.16 Input phase voltage and current with filtered

圖16為混合換流下輸入相電壓和濾波后的輸入相電流波形。由波形知輸入電流為諧波含量較少的正弦波，且具有相對較高功率因數(shù)，因為輸入濾波電容的原因，輸入電流相位稍超前電壓，從而表明文中方案在提高系統(tǒng)換流可靠性的同時對輸入性能無影響。

圖17為采用文中混合換流方案后拖動電機負載，輸出頻率設(shè)定為25 Hz時，輸出線電壓和相電流波形。由實驗結(jié)果知輸出電流正弦度均較好，諧波含量較少，從而驗證了采用文中混合換流方案后的系統(tǒng)仍具有優(yōu)良的傳動性能。

圖17 輸出線電壓和相電流波形Fig.17 Output phase to phase voltage and phase current

6 結(jié)語

本文提出了一種適用于TSMC整流級的混合式換流方案，寬脈沖采用四步換流，窄脈沖采用零電流協(xié)調(diào)換流，并設(shè)計了一種依據(jù)整流級開關(guān)占空比調(diào)整逆變級信號波的簡易實現(xiàn)方法，解決了零電流換流協(xié)調(diào)導(dǎo)致的逆變級載波動態(tài)不規(guī)則，較難實現(xiàn)的難題。在樣機上對方案進行了實驗驗證，結(jié)果表明，上述方案的采用在確保系統(tǒng)具有優(yōu)良網(wǎng)側(cè)性能和輸出傳動性能的同時，實現(xiàn)了安全可靠換流，有效消除了由換流失敗導(dǎo)致的過電流/電壓尖峰，提高了系統(tǒng)可靠性，為TSMC進一步工程應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)。

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