基于能量回饋技術(shù)再并網(wǎng)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

薛 鵬，魏 巍，杜紅宇

（長(zhǎng)春工業(yè)大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，長(zhǎng)春 130012）

基于能量回饋技術(shù)再并網(wǎng)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

薛 鵬，魏 巍，杜紅宇

（長(zhǎng)春工業(yè)大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，長(zhǎng)春 130012）

針對(duì)有源能量回饋控制問(wèn)題，通過(guò)分析電機(jī)制動(dòng)狀態(tài)下電流波形和能量轉(zhuǎn)換過(guò)程，并在同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下建立三相電壓型并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型，采用直接電流控制的空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）算法，實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)回饋電流有功分量和無(wú)功分量的獨(dú)立控制，并搭建了能量回饋系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，完成了三相并網(wǎng)逆變器的電阻負(fù)載實(shí)驗(yàn)和并網(wǎng)回饋實(shí)驗(yàn).該系統(tǒng)解決了能量回饋過(guò)程中注入電網(wǎng)時(shí)產(chǎn)生的問(wèn)題，并能實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制.

能量回饋；三相并網(wǎng)逆變器；控制策略

調(diào)速電機(jī)在工業(yè)生產(chǎn)中應(yīng)用廣泛，很多工業(yè)生產(chǎn)設(shè)備都要求調(diào)速電機(jī)快速啟停、頻繁正反轉(zhuǎn)運(yùn)行或帶位能性負(fù)載重物下放，這就需要電機(jī)四象限運(yùn)行，即電機(jī)處于再生發(fā)電狀態(tài).由于一般調(diào)速電機(jī)的控制器在電機(jī)制動(dòng)發(fā)電運(yùn)行狀態(tài)下產(chǎn)生直流電能，而控制器的儲(chǔ)能器件容量有限.為不使直流電壓升高，通常采用由斬波器將直流電能消耗在功率電阻上，或采用有源能量回饋單元將直流電能回饋到交流電網(wǎng)，后一種方案具有體積小、節(jié)能降耗等優(yōu)點(diǎn)，所以調(diào)速電機(jī)的能量回饋問(wèn)題成為該領(lǐng)域的關(guān)注熱點(diǎn).目前的能量回饋系統(tǒng)主要配合變頻器使用，成本相對(duì)較高、控制復(fù)雜，響應(yīng)的快速性也達(dá)不到永磁同步電機(jī)的要求，因此不適合永磁同步電機(jī)使用［1－3］.本文設(shè)計(jì)一種基于能量回饋技術(shù)的電網(wǎng)電壓定向并網(wǎng)系統(tǒng)，將永磁同步電機(jī)制動(dòng)運(yùn)行狀態(tài)下產(chǎn)生的電能饋送回三相交流電網(wǎng)中，實(shí)現(xiàn)從永磁同步電機(jī)到直流母線、再?gòu)闹绷髂妇€到三相交流電網(wǎng)的能量回饋，不僅能解決電壓過(guò)高的問(wèn)題，還能取代大體積制動(dòng)電阻帶來(lái)的散熱問(wèn)題和能源浪費(fèi)問(wèn)題.

1 能量回饋系統(tǒng)與并網(wǎng)模型的建立

能量回饋系統(tǒng)可將由電機(jī)發(fā)出的能量回饋到交流電網(wǎng)中，實(shí)現(xiàn)從電機(jī)到交流電網(wǎng)的能量回饋，圖1為能量回饋系統(tǒng)的總體結(jié)構(gòu)框圖［4－5］，其中虛線框內(nèi)的逆變電路采用三相全橋的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并通過(guò)濾波電感與電網(wǎng)相連.當(dāng)逆變器以單位功率因數(shù)進(jìn)行并網(wǎng)回饋時(shí)，能量回饋系統(tǒng)輸出的電流就是與三相電網(wǎng)電壓同頻同相的交流電.由于并網(wǎng)是工頻電，逆變過(guò)程中產(chǎn)生的高頻分量通過(guò)諧波抑制的方式濾掉，因此模型的建立過(guò)程可忽略高頻干擾.當(dāng)永磁同步電機(jī)工作在制動(dòng)工作狀態(tài)時(shí)，通過(guò)對(duì)流過(guò)并網(wǎng)濾波電感上的三相電流進(jìn)行控制，進(jìn)而控制a，b，c三點(diǎn)的電壓，在保持母線電壓穩(wěn)定的前提下，將電機(jī)發(fā)出的電能逆變?yōu)榕c電網(wǎng)電壓同頻同相的交流電進(jìn)行并網(wǎng)［6］.

圖1 能量回饋系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.1 Energy feedback system structure

假設(shè)三相電網(wǎng)電壓為

其中：Em表示電網(wǎng)電壓的幅值；相序?yàn)锳相超前B相超前C相.假設(shè)能量回饋系統(tǒng)以單位功率因數(shù)進(jìn)行并網(wǎng)回饋，則并網(wǎng)回饋的電流與電網(wǎng)電壓同相，并網(wǎng)回饋電流的基波為

其中Im表示并網(wǎng)回饋相電流的幅值.

能量回饋系統(tǒng)主電路低頻狀態(tài)下三相ABC靜止坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型為

圖2 ABC－dq坐標(biāo)變換的矢量關(guān)系Fig.2 Vector relationship of ABC－dq coordinate transformation

其中：ea，eb，ec表示三相電網(wǎng)電壓；ia，ib，ic表示三相并網(wǎng)電流；L表示三相濾波電感；R表示其等效電阻；v a，vb，v c表示逆變器輸出電壓.

由數(shù)學(xué)模型可見(jiàn)，系統(tǒng)需要控制流過(guò)濾波電感上的三相電流，且均為時(shí)變的交流量，因而不方便控制.為了解決該問(wèn)題，系統(tǒng)采用矢量解耦的方法，通過(guò)坐標(biāo)變換的方式將三相靜止的ABC坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換為同步旋轉(zhuǎn)的dq坐標(biāo)系（旋轉(zhuǎn)角速度ω＝2πf，其中f＝50 Hz），則其矢量變換關(guān)系［7］如圖2所示.其中θ為電壓矢量e與A軸的夾角，這樣三相電網(wǎng)電壓的瞬時(shí)值即為電壓矢量e在ABC三相坐標(biāo)軸上的投影，d軸方向?yàn)锳旋轉(zhuǎn)θ角后的坐標(biāo)方向.設(shè)電網(wǎng)電壓矢量e與d軸重合，則將三相電網(wǎng)電流的合成矢量i在dq坐標(biāo)軸上投影，則i在d軸上的投影i d為電流的有功分量，i在q軸上的投影i q為電流的無(wú)功分量，初始條件下，d軸與A軸重合.于是可得并網(wǎng)逆變器在同步旋轉(zhuǎn)的兩相直角坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型［8］.

將數(shù)學(xué)模型由三相ABC靜止坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)換到兩相靜止αβ坐標(biāo)系下，設(shè)三相ABC靜止坐標(biāo)系的A軸與α軸重合，簡(jiǎn)化能量回饋系統(tǒng)逆變主電路在兩相αβ靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為

再將兩相靜止αβ坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型轉(zhuǎn)換到兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下，可得能量回饋系統(tǒng)主電路在兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的狀態(tài)方程為

簡(jiǎn)化后可得能量回饋并網(wǎng)數(shù)學(xué)模型

分別控制id，iq便可實(shí)現(xiàn)對(duì)能量回饋系統(tǒng)有功功率和無(wú)功功率的控制.

2 能量回饋并網(wǎng)系統(tǒng)的控制策略

系統(tǒng)采用基于電網(wǎng)電壓定向的直接電流控制方式，設(shè)系統(tǒng)的無(wú)功分量＝0.通過(guò)采樣兩相電網(wǎng)電壓ea，eb，可通過(guò)程序算出ec，然后進(jìn)行鎖相，從而獲得電壓頻率和相位信號(hào)，將其作為回饋電流的頻率和相位的給定值.對(duì)回饋電流進(jìn)行采樣，通過(guò)坐標(biāo)變換后得到id和i q，先與程序內(nèi)部給定的基準(zhǔn)和做PI調(diào)節(jié)，然后對(duì)PI調(diào)節(jié)后的結(jié)果做解耦運(yùn)算和電網(wǎng)電壓的前饋控制，再經(jīng)過(guò)dq－αβ坐標(biāo)變換后得到Uα，Uβ.將坐標(biāo)變換后得到的Uα，Uβ進(jìn)行SVPWM運(yùn)算即可得到驅(qū)動(dòng)IGBT導(dǎo)通的占空比信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)單位功率的并網(wǎng)回饋［9］.

由數(shù)學(xué)模型可知，能量回饋系統(tǒng)在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型可表示為

其中ed，eq表示電網(wǎng)電壓E dq在dq坐標(biāo)系下的矢量分量；v d，vq表示能量回饋系統(tǒng)逆變器主電路交流側(cè)電壓V dq在dq坐標(biāo)軸上的矢量分量；id，iq表示能量回饋系統(tǒng)逆變器主電路交流側(cè)電流I dq在dq坐標(biāo)軸上的矢量分量；p表示微分算子.

經(jīng)變換后有

由式（8）可知，通過(guò)電流狀態(tài)反饋量的引入，可實(shí)現(xiàn)d軸和q軸電流的獨(dú)立控制.將ed，eq作為電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償?shù)囊?，提高了能量回饋系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，并實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的解耦控制策略.

為了滿足電機(jī)在四象限運(yùn)行時(shí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，在設(shè)計(jì)PI調(diào)節(jié)器時(shí)，需著重考慮電流內(nèi)環(huán)的隨動(dòng)性和快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)［10］.因此，本文的PI調(diào)節(jié)器采用典型的Ⅰ型系統(tǒng)設(shè)計(jì)，同時(shí)考慮采樣延時(shí)Gh（s）＝1／（1＋TsS），其中Ts表示PWM的開(kāi)關(guān)周期.按小信號(hào)建模法分析，在未加入電網(wǎng)電壓的擾動(dòng)量時(shí)，能量回饋系統(tǒng)電流調(diào)節(jié)器的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為

其中：K c表示電流反饋系數(shù)；KPWM表示變換器PWM等效增益；Ts表示PWM的開(kāi)關(guān)周期.從而能量回饋系統(tǒng)電流調(diào)節(jié)器的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

當(dāng)能量回饋系統(tǒng)的電流環(huán)調(diào)節(jié)器按典型的Ⅰ型系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)，電流環(huán)近似一階慣性傳遞函數(shù)，其慣性時(shí)間常數(shù)為.顯然當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率足夠大時(shí)，即PWM的開(kāi)關(guān)周期Ts足夠小，電流調(diào)節(jié)器具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng).

在MATLAB／Simulink動(dòng)態(tài)仿真環(huán)境下，采用ode45s算法，對(duì)該能量回饋系統(tǒng)進(jìn)行建模和仿真.該能量回饋系統(tǒng)的控制核心主要包括：由6只IGBT組成的三相橋式逆變主電路、坐標(biāo)變換模塊、SVPWM調(diào)制波生成模塊、PLL鎖相環(huán)模塊、LCL濾波模塊及PI調(diào)節(jié)等.同時(shí)，本系統(tǒng)在Simulink仿真階段將直流母線電壓用650 V直流電源模塊代替，圖3為能量回饋系統(tǒng)的仿真模型［12］.

圖3 能量回饋系統(tǒng)仿真模型Fig.3 Simulation model of energy feedback system

當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，通過(guò)仿真可得到三相電網(wǎng)相電壓和三相回饋電流波形如圖4所示，回饋電流峰值為5.3 A.三相回饋電壓波形和三相電網(wǎng)電壓波形如圖5所示.

圖4 回饋電流和三相電網(wǎng)電壓的仿真波形Fig.4 Current feedback and three－phase voltage simulation waveforms

圖5 三相回饋電壓波形和三相電網(wǎng)電壓波形Fig.5 Three－phase feedback voltage and three－phase voltage waveform

由圖4可見(jiàn)，三相回饋電流波形與三相電網(wǎng)電壓波形基本為嚴(yán)格的同頻同相，因此能實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)的并網(wǎng)回饋，且在回饋過(guò)程中該系統(tǒng)的響應(yīng)速度非常快，能迅速進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，達(dá)到平穩(wěn)回饋.由圖5可見(jiàn)，A，B，C三相回饋電壓相位互差120°，與三相電網(wǎng)電壓的周期相同，均為0.02 s，即頻率為50 Hz.三相回饋電壓的輸出波形相對(duì)穩(wěn)定，其相電壓峰值為440 V，有效值為311 V，滿足回饋并網(wǎng)的要求.

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

搭建一個(gè)10 k W基于DSP TMS320F28335控制的永磁同步電機(jī)能量回饋系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，開(kāi)關(guān)頻率為3.3 k Hz，電網(wǎng)的相電壓為220 V，頻率50 Hz，該能量回饋系統(tǒng)采用電流內(nèi)環(huán)和母線電壓外環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，并通過(guò)電壓電流檢測(cè)電路及其調(diào)理電路將采樣得到的三相電網(wǎng)相電壓信號(hào)ea，eb，ec，并網(wǎng)回饋的相電流信號(hào)ia，ib，ic和直流母線電壓信號(hào)v dc轉(zhuǎn)換成0～3 V模擬信號(hào)，送入DSP的A＼D端口.經(jīng)坐標(biāo)變換，增量式PI調(diào)節(jié)及SVPWM調(diào)制方式，由PWM端口輸出六路PWM脈沖信號(hào)驅(qū)動(dòng)六路IGBT，并具有開(kāi)機(jī)緩啟動(dòng)、過(guò)流、過(guò)壓保護(hù)措施，能量回饋系統(tǒng)并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)的總體結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示.

圖6 能量回饋系統(tǒng)并網(wǎng)實(shí)驗(yàn)的總體結(jié)構(gòu)框圖Fig.6 Block diagram of the energy feedback system and grid experiment

進(jìn)行并網(wǎng)回饋實(shí)驗(yàn)時(shí)，預(yù)先加好功率電，然后打開(kāi)并網(wǎng)開(kāi)關(guān)，最后打開(kāi)驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)，輸出的回饋電流在0.3 s內(nèi)開(kāi)始從0 A緩慢上升至程序中給定的電流值，電流幅值大小由所需并網(wǎng)功率的大小決定.如圖7所示.當(dāng)母線電壓升高至650 V時(shí)，即達(dá)到能量回饋系統(tǒng)并網(wǎng)回饋的門限電壓時(shí)，整個(gè)回饋系統(tǒng)將進(jìn)行并網(wǎng)回饋，如圖8所示，線電壓U AB的相位超前線電壓U BC120°，可知檢測(cè)的電壓相位正確無(wú)誤.

圖7 電流啟動(dòng)波形Fig.7 Start current waveform

圖8 電網(wǎng)側(cè)線電壓U AB和UBC的線電壓波形Fig.8 Line voltage waveform of U AB and U BC

圖9為兩相電網(wǎng)線電壓波形和兩相并網(wǎng)回饋的相電流波形，其中CH1為電網(wǎng)側(cè)U AB的線電壓波形，CH2為電網(wǎng)側(cè)U BC的線電壓波形，CH3為輸出回饋相電流Ia的波形，CH4為輸出的相電流Ib的波形.由于電網(wǎng)線電壓U AB的相位超前線電壓U BC相位120°，可知檢測(cè)的電壓相位正確無(wú)誤.又因?yàn)檩敵龌仞佅嚯娏鱅a的相位落后于電網(wǎng)線電壓U AB相位30°，即回饋電流Ia于A相電壓U A同向，從而實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)的高效率能量回饋.

綜上所述，本文在不改變永磁同步電機(jī)原有主電路的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了基于電網(wǎng)電壓定向的能量回饋系統(tǒng)配合永磁同步電機(jī)使用，將永磁同步電機(jī)制動(dòng)工作狀態(tài)下產(chǎn)生的電能回饋到三相電網(wǎng)，并達(dá)到取消制動(dòng)電阻的目的.該能量回饋并網(wǎng)系統(tǒng)是在三相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下建立的數(shù)學(xué)模型，將輸出的并網(wǎng)回饋電流在dq坐標(biāo)系下分解為有功分量和無(wú)功分量.為了實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)，在系統(tǒng)控制策略中將電流的無(wú)功分量設(shè)定為零.實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該算法可優(yōu)化輸出的并網(wǎng)電流波形，減小了電流諧波的產(chǎn)生，提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng).

圖9 兩相電網(wǎng)線電壓波形和兩相并網(wǎng)回饋的相電流波形Fig.9 Line voltage waveform and grid feedback phase current waveform

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Grid System Based on Energy Feedback Technology

XUE Peng，WEI Wei，DU Hongyu
（CollegeofElectricalandElectronicEngineering，ChangchunUniversityofTechnology，Changchun130012，China）

In view of the active energy of motor feedback system，the current waveform and the energy conversion process of a motor in brake state were analyzed，and the mathematical model of the threephase voltage－type inverter grid was established in the synchronous rotatingdqcoordinate system，the independent control of the feedback current active component and reactive component grid was achieved with SVPWM direct current control algorithm，building experimental platform of motor energy feedback system in order to complete the resistive load experiments and feedback experiments of three－phase grid－connected inverters.The experimental results show that bidirectional flowing of the energy is implemented with energy feedback，and the harmonics are suppressed effectively.

energy feedback；three－phase grid inverter；control strategy

TP23

A

1671－5489（2014）04－0783－06

10.13413／j.cnki.jdxblxb.2014.04.29

2013－09－22.

薛 鵬（1979—），男，漢族，碩士研究生，講師，從事自動(dòng)控制和電氣傳動(dòng)的研究，E－mail：xuepeng＠m(xù)ail.ccut.edu.cn.

國(guó)家科技支撐計(jì)劃項(xiàng)目（批準(zhǔn)號(hào)：2007BAB17B02）和吉林省重大科技攻關(guān)招標(biāo)項(xiàng)目（批準(zhǔn)號(hào)：20130204007SF）.

韓 嘯）

研究簡(jiǎn)報(bào)