大功率直驅風力發(fā)電并網(wǎng)變流器主電路的研究*

王寶石， 谷彩連

(沈陽工程學院，遼寧 沈陽 110136)

0 引言

對于直驅同步風力發(fā)電系統(tǒng)，如圖1所示，其葉片直接與永磁同步發(fā)電機相連，由于永磁同步發(fā)電機的轉子極對數(shù)較多，因而可以不需要齒輪箱來提速。永磁同步發(fā)電機的定子側直接與變流器相連，通過機側變流器把發(fā)電機發(fā)出的功率傳到直流側，然后再通過網(wǎng)側變流器把功率直接并入電網(wǎng)。

圖1 變速恒頻直驅同步風力發(fā)電系統(tǒng)

直驅電機側變流器與永磁同步發(fā)電機的定子側相連，通過對其控制，來實現(xiàn)最大風能的捕獲。對于直驅風力發(fā)電系統(tǒng)來說，全功率變流器是重要的組成部分，通過變流器可以把發(fā)電機發(fā)出的能量更好的并網(wǎng)。對于直驅風電并網(wǎng)變流器，有很多關鍵的技術需要研究。對于大功率直驅風電全功率并網(wǎng)變流器，由于其功率等級的不斷提高，其開關器件的額定電流也越來越大。目前，雖然有大功率的IGBT器件，但其成本往往很高，因而需要對大功率并聯(lián)技術進行研究。

1 直驅風電并網(wǎng)變流器主電路的設計

在直驅風電并網(wǎng)變流器技術條件的基礎上，本文主要對變流器主電路的電網(wǎng)側濾波器、電機側濾波器、共模抑制電路、制動單元和預充電電路的設計進行介紹。

1.1 電網(wǎng)側濾波電路的設計

三相電壓型PWM整流器輸出的電壓為PWM波，要實現(xiàn)并網(wǎng)必須要求濾波。傳統(tǒng)的網(wǎng)側濾波器一般為L濾波器，它既要滿足矢量控制的要求:即滿足矢量三角形，又要實現(xiàn)對并網(wǎng)電流諧波的抑制作用。傳統(tǒng)的L型濾波器運行可靠，設計簡單，得到了廣泛應用。但是，隨著功率等級的提高、開關器件開關頻率的下降，要想滿足抑制諧波的要求，需要的電感量會很大。大的電感量L不僅會增大變流器的體積和增加變流器的成本，還會使得變流器電流調(diào)節(jié)的速度變慢。用LCL濾波器代替?zhèn)鹘y(tǒng)的L型濾波器，可以有效減小電感量的總值，減小體積和成本，并且其對高頻信號的抑制作用更加明顯。

本文中網(wǎng)側變流器采用的LCL濾波器的結構如圖2所示。圖2中L1為變流器側電感，CF為濾波電容，L2為變壓器漏感。

圖2 網(wǎng)側變流器LCL結構圖

當VSR工作在單位功率因數(shù)時，由“矢量三角形”可知:

式中:Em——電網(wǎng)相電壓峰值;

Um——采用SVPWM控制策略的交流輸出相電壓峰值;

Im——交流輸出相電流的峰值。

代入數(shù)值可以得出:L11＜652 μH。

當VSR工作在純?nèi)菪詿o功時，由式(2):

可得出:L11＜ 210 μH。

故，變流器側的電感值必須小于210 μH。

給出單相濾波電路電路圖，見圖3，認為網(wǎng)側電壓中只有基波含量，則對于諧波分量為短路。

圖3 LCL濾波單相電路圖

式中:U(n)——變流器輸出的n次諧波電壓;

I(n)——電網(wǎng)要求的各次諧波電流的最大值;

ω——基波的角頻率。

濾波電容CF1的取值，根據(jù)電壓電流傳感器的位置不同而不同。本文中電流傳感器測量的是網(wǎng)側變流器的電流，電壓傳感器測量的是交流濾波電容CF1上的電壓值。

當變流器以單位功率因數(shù)并網(wǎng)時，變流器就相當于一個等效的電阻，則定義此時的阻抗為基準阻抗Zb，則有

電感L11還應滿足式(3):

式中:E——網(wǎng)側線電壓峰值;

P——系統(tǒng)的額定功率。

由式(4)可得電容的容值。

令X21=ωL21，X11= ωL11，Xc=1/ωCF1，則從網(wǎng)側看過去的等效電阻為

要保證網(wǎng)側等效阻抗成電阻特性，必須要求X21Xc2+X21Xb2－XcXb2=0，由此可得電容的容值。一般利用變壓器的漏感當作LCL濾波器的L21，而對于直驅并網(wǎng)變流器來說，其變壓器的漏感已經(jīng)是確定的了，因此不必再另行設計。

利用MATLAB仿真軟件，對LCL濾波器的設計進行了仿真驗證。利用傅里葉(FFT)分析，對網(wǎng)側的一相電流進行分解，如圖4所示，可以看到，諧波主要分布在開關頻率fs1=2.1 kHz周圍，THD=3.92%，滿足并網(wǎng)的諧波要求。

圖4 網(wǎng)側電流諧波分析圖

1.2 電機側du/dt濾波器的設計

在風電應用中，變流器位于塔底，而發(fā)電機安裝在塔頂，變流器驅動發(fā)電機定子需要較長的電纜線，把PWM驅動脈沖傳輸?shù)桨l(fā)電機接線端。電機側變流器輸出為高頻PWM波，由于長線電纜的分布特性，即存在漏電感和耦合電容，PWM輸出的高頻差模du/dt電壓將在電機端造成電壓反射，使得電機端出現(xiàn)過電壓，最多可達到原值的兩倍。反射過電壓會破壞電機的絕緣，并使電機的共模du/dt電壓加劇。

對于PWM變流器長線驅動電機在電機側產(chǎn)生電壓反射的問題，本文應用的解決辦法就是減小輸出的du/dt值，使脈沖上升的時間增加，這樣也能減小電機側的反射電壓。一般采取RLC電路進行濾波，其結構如圖5所示。

圖5 du/dt濾波電路

根據(jù)電壓反射理論可知，當tt＜tr/3時，線電壓峰值為

式中:tt——逆變器輸出脈沖傳輸?shù)诫姍C側所需時間;

tr——輸出脈沖上升時間;

N2——電機終端反射系數(shù)(跟線纜特征阻抗有關，約等于1);

v——脈沖傳輸速度;

l——線纜長度(假設線纜長度為90 m)。

將電機du/dt設計在800 V/μs，則可計算出tr=1.375 μs，Up=2 060 V。因此，電機端電壓線電壓峰值為2 060 V。由以上計算可知，電機側變流器輸出脈沖的上升時間須大于1.375 μs，一般IGBT的開關時間為100 ns，顯然不能滿足要求，會在電機端發(fā)生電壓的全反射。利用RLC的諧振，來降低IGBT快速開關時的電壓變化率，其中電阻R起阻尼作用。LC諧振周期一般設定如式(7)所示:

1.3 共模抑制電路設計

對于三相電壓型PWM變流器，其輸出的電壓中包含正序分量、負序分量(差模電壓)和零序分量(共模電壓)。電機側變流器輸出為高頻PWM波，其對電機的危害很大。電機定子中點的高頻共模電壓，通過定轉子之間的氣隙電容，在電機主軸上感應出軸電壓，軸電壓通過電機軸承放電，引起軸電流，使電機軸承出現(xiàn)凹坑提早損壞，影響電機壽命。此外，軸電流引起的EMI還將引起電流傳感器的檢測誤差，影響控制。對于共模電壓的抑制問題，已經(jīng)有很多這方面的研究。首先從控制方法上:SPWM調(diào)制下的電機共模電壓的諧波含量比SVPWM調(diào)制下的小，而SVPWM調(diào)制下的電機共模電壓的基波分量比SPWM調(diào)制下的小。相對來說，SPWM調(diào)制下的共模電壓的有效值比較小。其次，就是通過一些電路來抑制共模電壓。例如采用有源濾波裝置或者在電機側加LRC濾波器，但是從變流器的成本及結構兩

考慮諧振產(chǎn)生的過電壓，需設置阻尼電阻，阻尼電阻越大，抑制過電壓效果越好，還可以限制電容的電流脈沖峰值，但是過大的阻尼電阻也會降低du/dt的抑制效果，一般限制在臨界電阻附近較好，電阻設定為方面考慮，這兩種方法在工程實踐中應用的比較少。本文利用傳統(tǒng)的加Y電容的方法來抑制共模電壓，考慮到Y電容如果用的太大，會產(chǎn)生比較大的漏電流，危及人身安全，因而每相支路上添加了一個8 μF的Y電容。

2 互饋試驗

變流器是否滿足直驅風力發(fā)電系統(tǒng)的要求，需要試驗進行驗證。一般風電變流器的試驗主要分三個方面:互饋功率試驗、電機對拖試驗、風場試驗。本文中，對所研制的1.5 MW直驅風電并網(wǎng)變流器樣機進行了互饋功率試驗。在進行電機對拖試驗之前，一般采用機側網(wǎng)側變流器回饋能量的試驗來檢驗變流器的性能狀況，試驗平臺如圖6所示。電網(wǎng)先經(jīng)過變壓器T1把380 V交流電變?yōu)?0 kV交流電，再通過變壓器T3把10 kV變?yōu)?90 V，經(jīng)過斷路器S2接到機側變流器，同樣通過變壓器T2把10 kV變?yōu)?90 V，然后經(jīng)過斷路器S1接到網(wǎng)側變流器。

圖6 變流器回饋試驗平臺拓撲構

所謂背靠背功率試驗，就是機側變流器工作在整流狀態(tài)，從電網(wǎng)吸收有功，并把功率傳到直流側，然后通過網(wǎng)側變流器逆變，把直流側功率逆變回電網(wǎng)，這樣把機側吸收的功率通過網(wǎng)側又逆變回電網(wǎng)的試驗叫做背靠背互饋功率試驗。由于試驗臺變壓器功率的限制原因，變流器無法做到滿功率，在這里給出了變流器工作在1 MW時的波形圖。網(wǎng)側變流器電流流出為正方向，機側變流器電流流入為正方向。如圖7所示，中間直流電壓UDC為1 100 V，電流Ia有效值857 A。由圖7可看出，中間直流電壓平穩(wěn)，網(wǎng)側電流波形較好，并且網(wǎng)側電流Ia超前Ubc電壓90°，為逆變工況，實現(xiàn)了把機側傳來的功率逆變到電網(wǎng)的功能。

圖7 1 MW下網(wǎng)側電壓電流波形圖

圖8 1 MW下機側電壓電流波形圖

圖9 機側交流電壓波形圖

如圖8所示，Ubc為PWM脈沖，機側電流波形較好，并且Ia超前Ubc電壓90°，為整流工況，把發(fā)電機的功率輸送到直流側。圖9為機側PWM波形的上升沿，從圖中可以看出:

基本滿足本文所設計的du/dt濾波器的要求。總之，從圖7～圖9可看出，1.5 MW直驅風電并網(wǎng)變流器樣機的性能基本滿足了設計的要求。本文所提出的設計方案也得到了驗證，該試驗平臺可繼續(xù)深入研究。

3 結語

根據(jù)本文提出的設計方案，研制了1.5 MW直驅風力發(fā)電機組并網(wǎng)變流器樣機，進行了互饋功率試驗，由于試驗條件的原因，只做到了1 MW。雖然目前雙饋風機占的市場份額比較大，但是隨著永磁材料價格下降、性能提高及新材料的出現(xiàn)，永磁直驅風機在高可靠性、各種功率、寬變速范圍的發(fā)電系統(tǒng)中的應用將越來越廣泛。

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