變流器差模EMI的建模研究

袁義生，閆 勛

（華東交通大學電氣學院，江西南昌， 330013）

變流器差模EMI的建模研究

袁義生，閆 勛

（華東交通大學電氣學院，江西南昌， 330013）

通過將功率MOSFET開關電壓波形等效成干擾電壓源，再考慮電感器分布電容建立差模干擾回路，從而提出了建立變流器差模干擾的模型電路的方法。在此基礎上，分析了干擾源和干擾回路阻抗的頻域特性。并考慮實際測試時LISN的影響，得到了干擾測試端的頻域特性。對電感器不同寄生電容，干擾源特性等給差模干擾帶來的影響進行了分析，得到了其頻譜特性。最后，用一個實際的BOOST電路作為對象，比較了模型仿真和測試結果，證明了模型建立的有效性。

變流器；差模干擾；建模

電力電子電路因為工作在高頻開關狀態(tài)，迅速變化的du/dt和di/dt在電路中產(chǎn)生了很大的電磁干擾（electronic-magneticdisturbance，EMI），并傳播到其電源側（通常是電網(wǎng)或電池）或者負載側而影響它們的工作。為此，各國都制定了相應的電磁干擾發(fā)射標準，對電磁干擾發(fā)射值進行限定。電磁干擾標準含傳導和輻射兩部分。以傳導干擾為例，在150 kHz處，準峰值限值是66 dBμV，即1.995 mV，再除以測試裝置中的50 Ω采樣電阻，計算得到干擾電流限值是39.9 μA。而對高頻開關電源，150 kHz在其通常的工作頻率范圍內(nèi)，可見這樣的限值是非?？量痰摹?/p>

抑制變流器在輸入或者輸出側的傳導EMI，常用的方法還是設置無源LC濾波器。而要正確地設計LC濾波器，則需要明確干擾源的特性。為此，對變流器產(chǎn)生的傳導EMI建模就顯得尤為重要了。傳導EMI可以分為差模和共模兩種形式。差模電流是電路的正常工作電流，具有幅值大、頻譜偏低的特點。共模電流由寄生電容對地電流產(chǎn)生，為脈沖電流，具有幅值更低，但頻率高、頻譜寬的特點。

對差模干擾的建模，一般是根據(jù)變流器的工作原理，分析得到測試端的電流波形。但其缺點是只能做電路仿真分析，而且因為沒有考慮電路中一些寄生參數(shù)的影響，模型也不夠精確。而采用寄生參數(shù)抽取方法來做仿真，卻存在仿真分析，不利定性分析的缺點［1］。

為此，論文分析了差模干擾機制，建立了考慮寄生參數(shù)效應的差模干擾模型，推導了差模干擾幅頻特性公式，分析了不同參數(shù)對差模干擾的影響。最后用實驗證明了其效果。

1 BOOST電路差模干擾模型

圖1為所研究的BOOST升壓電路。其中，虛線框內(nèi)為線性阻抗網(wǎng)絡LISN，電感L1和L2用來將輸入信號Vin和后面的BOOST電路高頻EMI隔開，R1和R2是干擾采樣電阻，為50 Ω。

傳統(tǒng)的方法直接用電感L的理想電流三角波作為差模電流源，但與實際有差距。在此考慮到電感L的寄生電容和寄生電阻，可以得到BOOST電路差模EMI簡化時域模型電路如圖2（a）所示，其中：Cp為電感器寄生電容；Rp為電感器寄生電阻；us(t)是功率MOSFET的電壓的時域表達形式。其中所作的假定為：

1）用實際的功率MOSFET的電壓代替功率MOSFET支路，做為干擾電壓源u1（t）；

2）忽略PCB板上的分布電感，因為這些分布電感遠小于BOOST電感；

3）假定LISN具有理想的耦合/解耦特性，將其中的解耦電感和輸入電容從干擾回路中忽略，從而也忽略輸入電壓源Vin。

圖1 Boost差模干擾電路Fig.1 Boost differential-mode interference circuit

圖2 Boost電路等效差模EMI模型電路Fig.2 Boost circuit equivalent to the differential-mode EMI model

將圖2（a）的電路轉化為圖2（b）的頻域形式。u1（s）是干擾源u1（t）的頻域表達形式，ZL(s)是BOOST電感的頻域阻抗特性，ZLISN(s)是LISN的頻域阻抗特性。它們可以分別表示為

將電感阻抗ZL（s）和LISN阻抗ZLISN（s）定義為差模噪聲阻抗Zdm（s），分析得到其阻抗特性如圖3所示。其中，f3是電感L與電容C3和C4的串聯(lián)諧振頻率，這個值通常在100 kHz以下；f4是電感L與寄生電容Cp的并聯(lián)諧振頻率，一般在10 MHz以下，1 MHz以上。因此，差模噪聲阻抗在傳導EMI的頻率范圍內(nèi)由電感器的特性所決定。也就是說，電路中的差模干擾主要取決于電感器的寄生電容的值。

同樣分析作為噪聲源的梯形波V（s）的頻譜。通常使用的高頻功率變換器的開關頻率在200 kHz以下，因此第一個轉折頻率f1一般小于150 kHz；而功率MOSFET和IGBT的電壓上升下降時間在100～200 ns左右，因此第二個轉折頻率f2的頻率范圍為1～10 MHz之間。根據(jù)以上對干擾源和噪聲阻抗頻率特性的分析，Boost電路中差模干擾電流idm的頻譜特性可以用圖4表示。其中，圖4（a）表示的是f2＜f4時的情形，圖4（b）表示的是f2＞f4時的情形。當然，由于f2和f4在一個頻段范圍內(nèi)，這個區(qū)間的頻率特性實際應在－60 dB/dec與0 dB/dec之間。

圖3 差模噪聲阻抗Z（s）的頻率特性曲線Fig.3 Frequency curve in differential mode noise impedant Z（s）

圖4 兩種差模干擾頻率特性曲線Fig.4 Frequency curve in two types of differential mode interference

從上面的分析可知，由于受BOOST電感寄生電容的影響，BOOST電路的差模電流源實際上是功率MOSFET端電壓波形的變化du/dt。這與前人所認為的差模干擾源是功率開關的di/dt是有所區(qū)別的。

2 仿真和實驗

按照圖1設計了一個實驗電路。BOOST電路輸入電壓Vin是17.2 VDC，輸出電壓是31 VDC，開關頻率100 kHz。采用的功率MOSFET是IRF840；快速恢復二極管是MUR860；電感L的磁芯為EC28，電感量是70 μH；輸出電解電容C為330 μF；負載電阻R為100 Ω。

圖5是采用模型進行仿真得到差模干擾。圖6（a）是實際測試的差模干擾。比較頻域模型仿真值在頻率5 MHz以上比測量值小，誤差在6 dBμV以內(nèi)。仿真值偏小，一則是因為LISN并不能完全將BOOST電路側的電磁干擾與直流電源隔離，仍然會有高頻干擾進入直流電源側；另一方面是忽略了PCB板分布參數(shù)，尤其是忽略了功率MOSFET后端高頻回路對前面輸入回路的近場耦合。

圖5 仿真干擾波形Fig.5 Simulation interference waveform

圖6 實驗干擾波形Fig.6 Experiment interference waveform

另外，實際的干擾源u1（MOSFET的uds）在開關時會有電壓震蕩。該寄生振蕩波形同樣可以測量后用頻域形式表示，再疊加到圖2的干擾源中進行分析。通過對干擾源us的測量，發(fā)現(xiàn)其波形振蕩周期約23 ns，頻率達到了44 MHz，超過了傳導EMI上限頻率30 MHz，所以顯現(xiàn)不出來。若把功率MOSFET由IRF840換成IRF540，通過測量得到的uds（t）波形，可知其振蕩周期為40 ns，頻率約為25 MHz。相應測量得到的差模干擾如圖6（b）所示，顯然在25.5 MHz出現(xiàn)了一個諧振干擾峰值，這與分析是一致的。

最后驗證電感的分布電容Cp的影響。增加Cp會降低諧振頻率f4，根據(jù)圖4，降低f4差模干擾的衰減會逐漸減小，當f4從大于f2減小到小于f2時，差模干擾在這一區(qū)間的衰減會從60 dB/dec減小到0 dB/dec。因此，增加電感器的寄生電容會增加差模干擾。圖6（c）就是改變電感繞法，使其寄生電容增加后測量得到的干擾波形。

3 結論

通過對干擾源的模擬，以及電感器的高頻建模，建立了變流器的差模干擾模型，分析了不同參數(shù)下差模干擾的頻譜特性。最后通過仿真和不同的實驗證明了模型分析的正確性。

［1］陳晨，陳恒林，錢照明，等.變流器的磁場耦合對差模干擾影響的實驗研究［J］.電力電子技術，2011，45（11）：25-28.

［2］錢照明，呂征宇，吳昕，等.電力電子系統(tǒng)中電磁兼容［J］.電工技術學報，1997，14（7）：77-82.

［3］李建軒，趙治華，張向明，等.差模特征頻率共模干擾研究［J］.電力電子技術，2007，41（12）：8-10.

［3］ MOEZ Y，GIULIO A，et al.Conducted and radiated emi characterization of power electronics converter［C］//IEEE ISIE’，1997：207-211.

［4］DavidA，Williams.Atutorial on emi characterization of switching regulation［C］//IEEEAPEC’，1996：333-339.

［5］NAGRIAL M H，HELLANYA.EMI/EMC issues in switch mode power supplies（SMPS）［C］//IEEE EMC’，1999：180-185.

［6］ FERREIRA J A，WILLCOCK P R，HOLM S R，et al.Paths and traps of conducted emi in switch mode circuits［C］//IEEE IAS’，1997：1584-1590.

［7］JEAN C C，MARC B，et al.Anew method for EMI study in boost derived PFC rectifier［C］//IEEE PESC’，1999：855-860.

［8］袁義生，錢照明.功率變換器傳導EMI的精確建模［J］.電力電子技術，2003，37（1）：12-15.

［9］高彥麗，章勇高.共模電磁干擾抑制中的快速噪聲評估方法研究［J］.華東交通大學學報，2009，4（15），67-73.

Model Research on Differential EMI of Converters

Yuan Yisheng，Yan Xun
（School of Electrical and Electronic Engineering，East China Jiaotong University，Nanchang 330013，China）

s：Taking the switching voltage waveform of Power MOSFET as interference source，differential model（DM）interference loop model with inductor’s parasitic capacitor is established to propose the DM EMI model of converters.The impedance characteristics of disturbance source and disturbance loop are analyzed.Taking consideration of practical LISN in test，the tested disturbance character is obtained.In addition，the effect of parasitic capacitor of inductors and disturbance source are analyzed.Finally，a practical Boost converter is used to compare its simulation and experimental results，which proves availability of the model。

DC-DC converter；DM EMI；model

TM46

A

1005-0523（2012）03-0088-04

2012-04-08

國家自然科學基金項目（51067004）

袁義生（1974－）男，副教授，博士，研究方向為電力電子系統(tǒng)及控制技術。