ZVZCS移相全橋PWM變換器的設計與仿真

張冬梅

（華南理工大學廣州學院 廣東 廣州 510800）

移相全橋變換器是DC/DC變換器中最常用的電路拓撲之一，適用于中大功率的場合。目前在越來越多的場合對其性能提出了更高的要求，如效率、電磁干擾、功率密度和可靠性等等，提高開關頻率是改善這些性能最直接有效的手段，為了避免開關損耗急劇增加，軟開關技術得到了廣泛的應用[1]。全橋變換器的軟開關拓撲有很多種[2-4]，本文詳細介紹一種ZVZCS移相全橋變換器，其超前橋臂實現(xiàn)了ZVS、滯后橋臂實現(xiàn)了ZCS，具有結構簡單、占空比丟失較小、軟開關較容易實現(xiàn)等特點。文中分析了ZVZCS移相全橋變換器的工作原理、討論了實現(xiàn)軟開關的條件，設計了主要參數(shù)，最后用仿真工具SIMetrix對其進行了閉環(huán)仿真，驗證設計的合理性。

1 原理分析及參數(shù)設計

雙閉環(huán)移相全橋ZVSZCS變換器系統(tǒng)框圖如圖1所示[5-6]，其中主電路由Q1和Q3構成超前橋臂，Q2和Q4構成滯后橋臂。電路在一個開關周期中共有10種工作狀態(tài)，主要波形如圖2所示，在這里只分析其中6個工作狀態(tài)。在分析前作如下假設：1）所有的開關管及二極管均為理想器件；2）電感、電容均為理想器件；3）輸出濾波電感足夠大，可看作恒流源；4）C1=C3=Cr；變壓器變比為 1:n。

1）工作狀態(tài)0[t0時刻前]Q1和Q4導通，阻斷電容Cb電壓線性上升。

2）工作狀態(tài) 1[t0，t1]t0時刻關斷 Q1，由于電容 C1的作用，Q1零電壓關斷。C1充電的同時C3放電，Cb繼續(xù)充電。在此階段，漏感Llk和濾波電感L串聯(lián)且L很大，所以變壓器原邊電流ip可以看成是大小為Ip0=nI。的恒流源。在t1時刻，C3電壓下降為零，D3導通，Cb充電至最大值VCbp，工作狀態(tài)1結束。該狀態(tài)的持續(xù)時間為

3）工作狀態(tài) 2[t1，t2] 在 D3導通之后開通 Q3，Q3是零電壓開通。 Q3與 Q1驅動信號的死區(qū)時間 td應滿足：td＞t01。 A、B兩點電壓VAB=0，阻斷電容電壓加在變壓器原邊繞組和漏感上，ip開始減小，變壓器原邊電壓極性改變，變壓器副邊二極管DR1和DR2同時導通，變壓器原、副邊繞組被短路。由于Llk較小而Cb較大，可認為阻斷電容電壓基本不變、ip線性減小。在t2時刻，ip下降為零，工作狀態(tài)2結束。該狀態(tài)的持續(xù)時間為

4）工作狀態(tài)3[t2，t3]原邊電流為零，Cb電壓保持最大值不變，變壓器副邊繞組電壓為零，在此期間關斷Q4，Q4是零電流關斷。

5）工作模態(tài) 4[t3，t4]在 t3時刻開通 Q2，由于漏感的存在，原邊電流不能突變，Q2是零電流開通。原邊電流從0開始反向線性增加，由于原邊電流不足以提供負載電流，變壓器副邊繞組電壓依然為零。此時加在漏感兩端的電壓為-（Vin+VCbp）。該狀態(tài)的持續(xù)時間為

圖1 雙閉環(huán)移相全橋ZVSZCS變換器系統(tǒng)框圖Fig.1 System diagram of double closed-loop phase-shifted full-bridge ZVSZCSconverter

圖2 主要波形Fig.2 main waveforms

6）工作狀態(tài)5[t4，t5]t4時刻開始，變壓器原邊為負載提供能量，同時給阻斷電容反向充電，DR1自然關斷，所有負載電流流過DR2。

7）工作狀態(tài)6[t5，t6]工作狀態(tài)6與工作狀態(tài)1類似，在t6時刻，阻斷電容電壓達到負的最大值－VCbp。t6時刻，Cb電壓為

由式（4）得

由上面的分析中可知，要實現(xiàn)滯后橋臂的ZCS，必須使原邊電流ip在滯后橋臂開通前從負載電流減小到零，該狀態(tài)持續(xù)時間見式（2），又由式（2）、（5）可得

其中，Deff是有效占空比，Ts是開關周期。由式（6）可以看出，可以在任意負載和輸入電壓變化范圍內(nèi)實現(xiàn)滯后臂的零電流開關。

2 參數(shù)設計

電路參數(shù)：輸入電壓Vin=400～700 VDC；輸出電壓：Vo=110 VDC； 輸出電流：Io=30～50 ADC變壓器原副邊匝比：1：n=2.5；變壓器漏感 Llk=10μH；輸濾波電容：C=1 000μF；輸出濾波電感：L=40μH；開關頻率fs=20 kHz；功率器件采用IGBT。

變換器采用移相控制，超前、滯后橋臂上下兩開關管互補180°導通，為了實現(xiàn)軟開關，應對以下幾個元件參數(shù)進行設置：

1）設置超前臂死區(qū)td。取超前臂死區(qū)時間td=1.5μs。

2）確定電容C1、C3的大小。根據(jù)以上工作原理分析，可得

在此取C1=C3=Cr=15 nF。

3）求阻斷電容 Cb。

Cb的選取應綜合考慮提高最大占空比和降低滯后橋臂的電壓應力和反向電壓兩個因素。由于滿載的情況下占空比最大，所以在該條件下選取Cb的值。一般滿載的情況下，阻斷電容電壓峰值為VCbp=10%Vin，當輸入最小、VCbp最小。根據(jù)式（5）有

3 基于Simetrix的仿真結果

為了進行閉環(huán)仿真，需要為變換器設計一個合適的控制電路，采用單環(huán)控制進行調(diào)節(jié)，可使控制器的設計簡化，但是這種方法控制速度不快，因此本文擬采用電壓電流雙閉環(huán)進行控制，控制系統(tǒng)結構如圖1所示。在Simetrix仿真環(huán)境下搭建雙閉環(huán)移相全橋ZVZCS變換器的電路模型進行仿真驗證，仿真結果如圖3～圖6所示。

圖3 輸出電壓波形Fig.3 Waveform of output voltage

圖4 變壓器原邊電壓和原邊電流Fig.4 The primary voltage and current of the transformer

圖5 超前橋臂Q3管的驅動電壓和集電極電壓Fig.5 Driving voltage and the collector voltage of the power device Q3

圖6 滯后橋臂Q4管的驅動電壓和集電極電流Fig.6 Driving voltage and the collector current of the power device Q4

變換器帶5.5 kW純阻性負載，在啟動后經(jīng)歷約0.01 s達到穩(wěn)定，超調(diào)量約12 V，在穩(wěn)定的工作階段，輸出電壓紋波值在2 V之內(nèi)。為了能清晰地分辨輸出電壓波形的變化，在圖3中將9.8～10 ms期間的變化波形局部放大。

由圖4可以看出原邊電壓VAB和原邊電流ip的波形與以上原理分析相符；從圖5中看到，超前橋臂開關管Q3在開通和關斷過程中都能夠實現(xiàn)零電壓；從圖6中看到滯后橋臂Q4管在開通和關斷過程中都能夠實現(xiàn)零電流，變換器實現(xiàn)了軟開關。

4 結 論

文中介紹了移相全橋ZVZCSPWM變換器的工作原理、討論了實現(xiàn)軟開關的條件，設計了主要的電路參數(shù)并利用SIMetrix軟件進行仿真閉環(huán)仿真，仿真結果與理論分析基本一致，證明了參數(shù)設計的正確性，同時也驗證了該電路的超前臂實現(xiàn)了零電壓開關、滯后臂實現(xiàn)了零電流開關，從而大大減小開關損耗，有利于提高開關頻率。

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