一種高效的LTE參考信號方案及其性能分析

王 爽，樓喜中，彭 挺，周 偉，金 寧

（中國計量學院 信息工程學院，浙江 杭州 310018）

隨著寬帶技術的應用，使得運營商向用戶提供大量數(shù)據(jù)的傳輸業(yè)務成為可能.3G之后的技術演進，大多圍繞著如何應用各種多天線分集和復用技術來提高無線資源的利用率進行.

長期演進計劃（LTE）是3GPP于2004年底啟動的下一代移動寬帶網(wǎng)絡標準.LTE的兩大核心技術，即正交頻分復用（OFDM）技術［1］和多輸入多輸出（MIMO）技術［2］中，為了更高效的利用時頻資源，都需要對信道狀態(tài)信息進行較為準確的估計.信道估計一直是移動通信技術研究的熱點.

信道估計按照參考信號的形式可分為盲信道估計、半盲信道估計和基于參考信號［3］的信道估計.由于基于參考信號的信道估計能夠對信道狀態(tài)進行更準確的估計，因此現(xiàn)有通信系統(tǒng)中多應用基于已知參考信號的信道估計方法［4-6］.

基于參考信號的信道估計方法雖然具有準確度高的優(yōu)點，但卻帶來了大量的時頻資源浪費，即系統(tǒng)不得不讓出部分時頻資源來傳輸參考信號.典型的參考信號設計方案有：塊狀參考信號、梳狀參考信號和離散分布參考信號［7-8］.

本文在LTE協(xié)議的框架之下設計了一種更高效、更經(jīng)濟的參考信號方案，并進行了仿真比較，給出了誤碼率性能.文中第一節(jié)介紹了OFDM系統(tǒng)中典型的參考信號設計方案，并介紹了LTE協(xié)議規(guī)定的參考信號結構，第二節(jié)介紹LTE下行鏈路設計及相關關鍵技術，第三節(jié)介紹筆者設計的高傳輸率參考信號方案和相應鏈路的調整，第四節(jié)給出相關的仿真結果及分析，第五節(jié)總結全文，提出結論.

1 傳統(tǒng)參考信號設計方案

在無需知道訓練序列或參考信號的情況下，靠先驗約束條件得到信道估計值的方法就是盲信道估計.而在傳輸?shù)男畔⒎栔?，按照一定的?guī)律插入發(fā)送端和接收端都已知的參考信號（即導頻），在接收端，根據(jù)其位置的信道響應估計其它位置的信道響應的方法，就是基于參考信號的信道估計.基于參考信號的信道估計的估計準確度一方面取決于估計準則，另一方面取決于參考信號的分布.因此，對于參考信號分布結構的設計，一直是信道估計技術的一個重要研究方向.

1.1 OFDM參考信號設計

OFDM系統(tǒng)的參考信號通常可根據(jù)分布形式的不同分為三類，即梳狀參考信號、塊狀參考信號和分布式參考信號.梳狀參考信號均勻分布于每個OFDM符號中，它的重傳率較高，對抗快衰落的能力較強，但對于頻率選擇性衰落比較敏感［7］.塊狀參考信號分布于個別OFDM符號的所有子載波上，所以對頻率選擇性衰落不敏感，但在相鄰兩個含參考信號的OFDM符號之間，信道變化應該相對平坦.兩種參考信號分布形式如圖1所示.

圖1 梳狀與塊狀參考信號分布示意圖Figure 1 Diagram of the comb and block reference signal distribution

從圖中可以看出，以上兩種參考信號分布形式中，參考信號所占無線傳輸資源的比例為25%，資源浪費非常嚴重.當然，實際通信過程中，信道并非單純的快衰落信道或頻率選擇性衰落信道，而是兩種性能同時存在.

為了進一步減少資源的浪費，人們又設計出了分布式參考信號.LTE的參考信號方案就屬于此類.分布式參考信號的密度是根據(jù)信道的統(tǒng)計參量，在盡量減少參考信號數(shù)量的原則下折衷設計的，旨在能夠在最小的性能損失下達到最大的資源利用率.

1.2 LTE參考信號設計方案

LTE射頻指標中規(guī)定，LTE應能夠支持1.4MHz，3MHz，5MHz，10MHz，15MHz，20MHz等多種帶寬.這意味著LTE的幀結構，應便于系統(tǒng)在做最少的改變的前提下，適應不同的發(fā)送帶寬.LTE的幀結構以RB為單位［8］，RB實際上是一個時頻資源塊，時域資源為一個時隙（0.5ms），頻域資源為12個子載波（15×12＝180kHz）.所以在成幀過程中，時域總是20個時隙（10ms）的資源，而頻域則可以根據(jù)發(fā)送帶寬來給定不同的RB數(shù)目.

LTE在3GPP TS 36.211協(xié)議［8］中設計的參考信號分布形式可簡化成圖2.圖中給出了兩個相鄰RB的參考信號位置.

圖2 LTE參考信號分布結構Figure 2 Distribution structure of LTE reference signal

多天線發(fā)射過程中，在某一發(fā)射天線發(fā)送參考信號的時頻資源位置，其余天線不能發(fā)送任何信息.所以從圖中可見，當采用的發(fā)射天線數(shù)目越多時，參考信號所占用的資源就越多，這個比例在單天線、正常循環(huán)前綴（CP）情況下為4.76%，兩天線時為9.52%，四天線時為14.29%.當天線數(shù)繼續(xù)增加時，參考信號的比例也隨之繼續(xù)增大.

2 LTE下行鏈路設計及關鍵技術

2.1 LTE下行鏈路設計

本文利用簡化的LTE下行基帶鏈路，在MATLAB環(huán)境下對上述設計方案進行仿真.傳統(tǒng)的鏈路如圖3所示.在發(fā)送端，鏈路以隨機0－1比特流作為信源，并且按照LTE中規(guī)定的Turbo碼內交織器長度分割成塊，添加循環(huán)校驗（CRC）.為了方便性能的對比，仿真中一律限制碼長為1024.將添加好CRC的比特流逐塊送入Turbo編碼器.編碼后的比特經(jīng)過子塊交織和級聯(lián)，進入調制器.

圖3 LTE下行基帶鏈路流程圖Figure 3 Baseband link of LTE downlink

調制是將數(shù)據(jù)比特調制為復數(shù)符號的過程，LTE下行物理信道共支持4種調制方式［8］：雙相移相鍵控（BPSK）、四相移相鍵控（QPSK）、16符號正交幅度調制（16QAM）、64符號正交幅度調制（64QAM）.QPSK調制方式是LTE協(xié)議所規(guī)定使用的4種調制方式中應用最廣泛的一種，幾乎可以應用于所有的物理信道（除物理混合重傳指示信道（PHICH）規(guī)定使用BPSK調制外）.QPSK是單純的相位調制，每個符號調制兩位數(shù)據(jù)比特.此外，LTE還支持同一幀中應用不同的調制方式.本文仿真過程中采用QPSK調制方式.

數(shù)據(jù)符號調制好后，進行空頻編碼（SFBC）.空頻編碼的目的是為了在接收端通過合并獲得發(fā)射分集增益.經(jīng)過空頻編碼之后，原有的數(shù)據(jù)符號流會根據(jù)天線端口數(shù)量的不同分成若干個支流.

空頻編碼之后的支流將分別進入映射器.鏈路在發(fā)射端和接收端都擁有相同的參考信號，發(fā)射端在將信息符號映射到幀中的同時，將參考信號也映射到幀中的相應位置.在不止一根發(fā)射天線時，不同天線的參考信號映射的位置不同，且其它天線映射參考信號的位置，當前天線不可以映射任何符號（必須置0）.映射好的數(shù)據(jù)幀經(jīng)OFDM調制，再添加CP后就送入信道.

LTE的信道模型主要有三種場景，分別是擴展徒步模型（EPA），擴展車載模型（EVA）和典型城市模型（ETU）.［9］本文絕大多數(shù)仿真的信道環(huán)境是ETU信道，其顯著特點是時延大、頻率選擇性強.

在接收端信道估計器利用同樣的參考信號符號，和從信道中獲取的含有干擾的參考信號符號，通過相應的信道估計算法進行信道估計.再通過插值估計出非參考信號位置的信道響應.最后用估計出的信道響應補償接收信號.

除信道估計外，接收端的其他操作都是對應的發(fā)送端模塊的逆過程.信道譯碼采用最大后驗概率（Log－MAP）算法.

2.2 信道估計方法實現(xiàn)

基于參考信號的信道估計就是利用參考信號位置接收到的信號和已知的參考信號，通過一些算法，估計出信道響應，再利用參考信號位置的信道響應估計出非參考信號位置的信道響應，一般采用插值的方法.

通常，發(fā)射信號在信道中受到兩種類型的干擾，一種是乘性干擾，即信道響應，也叫做衰落，另一種是加性干擾，通常指白噪聲.故接收信號可以用公式（1）表示.信道估計的目的是估計出信道響應h.

目前最常用的信道估計準則有兩種，最小平方（LS）準則和最小均方誤差（MMSE）準則.其計算公式分別如式（2）和式（3）所示.［10］MMSE 算法需要用到LS算法的結果，并根據(jù)信道響應之間的相關性對LS準則估計的結果進行修正，從而提高估計算法的抗噪能力.本次仿真應用的就是MMSE估計準則.

2.3 發(fā)射分集

LTE標準中采用空頻編碼（SFBC）作為兩天線端口的發(fā)射分集方案，四天線端口的發(fā)射分集則采用空頻塊碼－頻率切換發(fā)送分集（SFBC＋FSTD）.

Alamouti于1998年提出了兩發(fā)送天線的空時編碼（STBC）方案［11］.LTE所采用的SFBC的碼組結構與STBC完全一致，不同點僅在于STBC針對的是空間（天線之間）和時間（不同采樣時間）進行編碼，SFBC則是針對空間和頻率（子載波）.兩天線的SFBC發(fā)射機結構如圖4所示，編碼方式見表1.

圖4 兩天線空頻編碼發(fā)射機結構Figure 4 Structure of two antennas SFBC for wireless transmitter

表1 兩天線端口的空頻編碼Table 1 SFBC of two antennas system

在接收端，系統(tǒng)通過合并獲取分集增益.合并前STBC假設相鄰的兩段采樣時間內，信道響應一致，至少其變化可以被忽略；而SFBC則假設OFDM系統(tǒng)中相鄰的兩個子載波擁有信道響應的一致性.除極度惡劣的環(huán)境外，絕大多數(shù)無線信道環(huán)境滿足以上假設，至少信道響應的差異可被忽略.故根據(jù)以上信道響應一致性的假設，接收端對應于一個空頻碼字的接收信號可以用公式（4）表示.

合并規(guī)則如公式（5）所示.

四天線SFBC＋FSTD編碼如表2所示.其合并規(guī)則與兩天線SFBC基本相同.

表2 四天線端口的空頻塊碼－頻率切換發(fā)送分集Table 2 SFBC＋FSTD of four antennas system

2.4 Turbo譯碼算法實現(xiàn)

本文仿真過程中，Turbo譯碼采用對數(shù)最大后驗概率（Log－MAP）算法，復雜度較最大后驗概率（MAP）算法低.Log－MAP算法是 MAP算法的對數(shù)域實現(xiàn)，其基本思想是將MAP算法中的變量都轉換為對數(shù)形式，從而將原有的乘法運算轉化為加法運算.算法描述如下：

首先定義相關變量的對數(shù)域量，見公式（6）.

利用雅克比（Jacobian）對數(shù)等式得出以下重要公式.在實際運行中，不需要去計算每個x的值，而是采用查表的方法，這也是Log－MAP算法減少計算量的一個關鍵步驟，見公式（7）.

由此，對數(shù)域變量的迭代計算如公式（8）所述.

分支度量（branch metrics）的計算如公式（9）所述.

譯碼后的對數(shù)似然比由公式（10）得到：

3 高傳輸率參考信號設計

3.1 高傳輸率參考信號設計方案

我們知道，在實際的無線通信場景中，需要提供大量數(shù)據(jù)下載業(yè)務的場景通常是人口稠密的市區(qū)環(huán)境，而且市中心和絕大多數(shù)室內環(huán)境中，終端的移動速度一般較慢，很多甚至是靜止的.這些場景的典型特點是多徑數(shù)量大而時間變化不明顯，通常是信噪比較大的良好信道.

此外，參考信號以離散的形式分布于整個數(shù)據(jù)幀中，在其中少數(shù)的參考信號出錯（即發(fā)送端與接收端所給出的參考信號不一致）對于實際信道估計的結果影響是不太大的.這就為設計有意義的參考信號提供了可能.

所謂有意義的參考信號，是指參考信號中包含一定的信息，即參考信號也是信息符號，只不過這部分信息符號還用于信道估計.本文將一部分信道編碼后的系統(tǒng)比特調制為參考符號，這樣做的優(yōu)點在于，通過信道譯碼的糾錯，參考符號的錯誤概率會有一定程度的降低，進而使信道估計的結果更加準確.

相對于有意義參考信號，本文還用到無意義參考信號的概念.無意義參考信號的含義是參考信號中不包含要傳輸?shù)男畔?，即只用于信道估計，且發(fā)送端和接收端都已知的參考信號.LTE協(xié)議中規(guī)定的參考信號，都屬于本文定義的無意義參考信號范疇.

基于以上兩種參考信號的定義，一種高傳輸率參考信號設計方案如圖5所示.圖中表現(xiàn)的是在兩天線和普通CP長度的情況下，一幀中相鄰的12個子載波的參考信號分布結構.其中用不同方向的斜線表示不同天線的參考信號位置，用灰度表示無意義參考信號的映射位置，其余為信息符號的映射位置.由LTE的幀形成過程可知，完整的幀結構是系統(tǒng)根據(jù)帶寬需要，對于圖5中所示時頻資源塊的簡單復制拼接而成的.

按照圖5中的方案映射參考信號后，只有時隙10中的第一個OFDM符號中的參考信號是無意義參考信號，也就是說，無意義參考信號的比例只有原有設計的1／40，即整個幀中可用時頻資源的0.238%.顯而易見，此方案節(jié)省了大量的資源，與原設計中兩天線的參考信號比例9.52%相比，減少了97.5%.

在四天線方案中，發(fā)射分集需要兩個OFDM符號攜帶無意義的參考信號，形式則與兩天線時基本相同，故其占用可用時頻資源的比例為0.476%，仍不足0.5%.較之原有設計中14.29%的參考信號比例，減少了96.7%.

圖5 高傳輸率參考信號分布結構Figure 5 Distribution structure of the high transfer rate reference signal

3.2 仿真鏈路的修改

為了適應新的參考信號結構，有必要對仿真鏈路進行修改.修改后的仿真鏈路流程，如圖6.編碼比特流經(jīng)過調制和空頻編碼后進入映射器.映射器先在圖5中用灰度標出的位置插入極少量的無意義參考信號，然后從調制后的符號中，取出部分系統(tǒng)信息，將其映射到新設計的有意義參考信號符號位置，最后將其余符號映射到非參考信號符號位置.這里的系統(tǒng)信息是指由系統(tǒng)比特調制成的符號，因為系統(tǒng)比特和校驗比特在包含的信息上是無差別的，只有系統(tǒng)比特在Turbo譯碼之后才會被保留下來，這樣才能夠在譯碼之后重新找回這些符號.

圖6 無額外參考信號的仿真鏈路圖Figure 6 Diagram of no additional reference signal simulation link

而在接收端，接收信號先經(jīng)過初始信道估計，發(fā)射分集合并，解映射，解調和信道譯碼.其中，初始信道估計時應用發(fā)射端插入的極少量的無意義參考信號.譯碼結束后，系統(tǒng)將映射在參考信號位置的數(shù)據(jù)比特抽取出來，再次進行調制.調制好的符號和原有的無意義參考信號一起作為參考信號，用于信道估計.當然，這些參考信號符號包含一定錯誤，錯誤符號的多少取決于首次譯碼的正確率.當信噪比處于較低水平時，參考信號符號的錯誤概率較高，進行信道估計的結果與不進行信道估計基本相當.但當參考信號符號中錯誤符號的概率小到一定程度時，經(jīng)過信道估計和再次譯碼，系統(tǒng)誤碼率將迅速下降.

4 仿真結果

仿真實驗相關參數(shù)，如表3.該仿真參數(shù)基本參照LTE協(xié)議3GPP TS 36.211［8］和36.212［12］選取.

表3 仿真參數(shù)Table 3 Simulation parameters

圖7到圖10是本文所設計的參考信號方案在兩發(fā)一收天線設置下的仿真結果.

圖7 基于不同多普勒頻移的比較Figure 7 Comparison based on the different doppler frequency shifts

圖7是高傳輸率參考信號結構下，LTE下行鏈路系統(tǒng)性能基于不同多普勒頻移的比較.信道多徑衰落設置為ETU信道，其參數(shù)在第二節(jié)中已經(jīng)給出.信道編碼的碼率為1／3，同一次譯碼的最大迭代次數(shù)為5次，首次譯碼后進行一次信道估計.從圖7中可以看出，本文提出的參考信號設計方案在多普勒頻移越小的情況下性能越好.多普勒頻移在20Hz以下時，比特誤碼率（BER）在信噪比為4左右時就會迅速收斂，但當多普勒頻移在20～30Hz之間時，雖然誤碼率仍然會隨著信噪比的升高而收斂，但性能下降速度迅速增加.當多普勒頻移在50Hz左右時，誤碼率曲線甚至不再收斂.

圖8給出的是本文所設計的參考信號結構在不同的多徑衰落參數(shù)下的性能比較.作為對比的三組多徑衰落信道參數(shù)均參考3GPP協(xié)議TS36.104 V9.4.0［7］.

圖8 基于不同多徑衰落的比較Figure 8 Comparison based on the different multi－path fadings

從結果曲線可以看出，在其它條件相同的情況下，系統(tǒng)在EPA信道中的性能比其它兩種信道差一些，但隨著誤碼率曲線的收斂，差距逐步縮小，在誤碼率達到10－4以下時，差距不足1dB.而ETU與EVA兩種信道中，EVA信道下的系統(tǒng)性能要略好，但差距很小.

圖9 基于不同信道估計迭代次數(shù)的比較Figure 9 Comparison based on the different numbers of channel estimation iteration

圖9給出的是本文所設計的參考信號結構在不同的信道估計迭代次數(shù)下的性能比較.信道估計迭代次數(shù)是指首次譯碼之后的信道估計次數(shù)，即在首次譯碼之前，系統(tǒng)憑借少量的無意義導頻獲取粗略的信道響應不計入信道估計次數(shù).圖9中可以看出，當進行迭代信道估計后，誤碼率曲線的收斂速度比不進行迭代信道估計有所提高.但在進行多次迭代信道估計時，其性能較一次迭代的提高很小，幾乎可以忽略.

圖10 基于不同信道編碼碼率的比較Figure 10 Comparison based on the different channel coding rates

圖10給出的是本文所設計的參考信號結構在不同信道編碼碼率下的性能比較.圖中畫出了三種信道編碼碼率下的性能曲線，每種碼率中實線表示本文所設計的參考信號結構，一次迭代信道估計下的性能；虛線表示的是同樣情況下，LTE參考信號結構下的性能.從圖10中可以看出隨著碼率的升高，無論是LTE參考信號結構還是本文設計的參考信號結構，系統(tǒng)的性能都會下降.相同碼率的情況下，本文所設計的參考信號結構獲得的性能略優(yōu)，且優(yōu)勢隨著碼率的升高而越來越明顯.

圖11給出的是4T1R情況下的性能比較.從圖11中可以看出，與兩天線相似的，本文所設計的參考信號結構在一次迭代信道估計下的性能，與同樣情況下LTE參考信號結構下的性能基本一致.

圖11 4發(fā)1收時的性能比較Figure 11 Performance comparison for 4T1Rsystem

5 結 語

本文提出一種在不影響系統(tǒng)總體誤碼率性能的情況下，減少無意義參考信號插入的參考信號結構，從而使得系統(tǒng)整體傳輸效率得到提高.兩天線發(fā)射分集條件下，本文提出的參考信號結構所插入無意義參考信號的數(shù)量比LTE原有方案減少97.5%，只占整個數(shù)據(jù)幀中可用時頻資源的0.238%，并且通過迭代信道估計和再次譯碼，誤碼率性能略優(yōu)于原方案.四天線時，本文提出的參考信號結構所插入無意義參考信號的數(shù)量比LTE原有方案減少96.7%，性能上也比原結構稍有提高.

本文所設計的參考信號結構在對抗多普勒頻移方面能力不強，只能應用于多普勒頻移在30 Hz以下的低速運動或相對靜止狀態(tài).此方面有待于進一步的研究和提高.

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