基于雙PWM補(bǔ)償型單相交流穩(wěn)壓電源的設(shè)計(jì)

趙曉紅 邱瑞昌 韓嘯一 聞 超 莊江麗 李潤(rùn)新

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044）

1 引言

在用電高峰期，很多地方存在電網(wǎng)電壓跌落嚴(yán)重的現(xiàn)象，但在用電低谷期，電網(wǎng)電壓又上升太高；一些邊遠(yuǎn)地區(qū)，電網(wǎng)電壓長(zhǎng)期偏低；一些負(fù)荷變化較快的地區(qū)，電網(wǎng)電壓波動(dòng)嚴(yán)重[1]。這些都很容易給用電設(shè)備帶來(lái)?yè)p害，甚至可能造成很大的損失。有些地方需要非常穩(wěn)定的工作電壓[2]。由此可見(jiàn)，高穩(wěn)定度的交流穩(wěn)壓電源具有非常廣大的應(yīng)用空間。

2 穩(wěn)壓電源工作原理

2.1 穩(wěn)壓電源結(jié)構(gòu)原理

補(bǔ)償型穩(wěn)壓電源[3-5]是利用增加補(bǔ)償環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定的。采用的補(bǔ)償型交流穩(wěn)壓電源通過(guò)串聯(lián)在電路中的補(bǔ)償變壓器給輸入的市電補(bǔ)償一個(gè)電壓使其穩(wěn)定在額定值的一定范圍內(nèi)，這個(gè)電壓稱作補(bǔ)償電壓，由補(bǔ)償電路產(chǎn)生。補(bǔ)償電壓是一個(gè)與輸入市電同相或反相的電壓，當(dāng)市電低于額定值時(shí)，補(bǔ)償一個(gè)與其同相的電壓，當(dāng)市電高于額定值時(shí)，就補(bǔ)償一個(gè)與其反相的電壓，最終使輸出電壓穩(wěn)定在額定值。

補(bǔ)償電路由整流器、逆變器和補(bǔ)償變壓器組成。整流器將市電整流成直流電壓提供給逆變器，逆變器輸出變壓前的補(bǔ)償電壓。整流器和逆變器都是采用 PWM控制方式。控制系統(tǒng)完成對(duì)整流器逆變器的信號(hào)檢測(cè)、故障處理和控制等任務(wù)。

這類穩(wěn)壓電源的優(yōu)點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單、穩(wěn)壓精度高、響應(yīng)速度快、抗干擾性能好和工作可靠，缺點(diǎn)是用DSP等微處理器來(lái)實(shí)現(xiàn)的控制系統(tǒng)比較復(fù)雜。隨著微處理器處理速度越來(lái)越快，成本越來(lái)越低，采用微處理器的控制系統(tǒng)被應(yīng)用于更多的場(chǎng)合，成為主流的控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案。

2.2 穩(wěn)壓電源的主電路拓?fù)?/h3>

穩(wěn)壓電源的主電路拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 穩(wěn)壓電源主電路拓?fù)銯ig.1 Main circuit of the source

主體部分是兩個(gè)背靠背的單相 PWM變換器[6]PWM1和PWM2。R為充電電阻，初上電時(shí)市電通過(guò)二極管 VD1～VD4對(duì)后級(jí)的支撐電容 C充電，R的存在限制了充電電流，避免了充電電流過(guò)大而造成電容C的損壞；充電完成之后，閉合充電繼電器K1，切除旁路充電電阻R。K2為穩(wěn)壓電源主電路繼電器，當(dāng)輸入市電超出補(bǔ)償范圍時(shí)打開(kāi) K2切斷負(fù)載。補(bǔ)償變壓器T的一次側(cè)與逆變器輸出端相連，二次側(cè)串聯(lián)在市電和負(fù)載之間。

整流器采用了 PWM整流器，可以使交流側(cè)輸入功率因數(shù)為 1，不會(huì)產(chǎn)生諧波污染電網(wǎng)，直流側(cè)輸出穩(wěn)定的直流電壓，且幅值高于二極管不可控整流得到的直流電壓值，有利于后級(jí)逆變電路的工作。逆變器就是將PWM整流器輸出的直流電壓Ud逆變成所需要的與電網(wǎng)電壓同頻率、同相位或反相位、幅值可調(diào)的交流電壓。逆變器采用了SPWM控制方式，通過(guò)補(bǔ)償變壓器與市電串聯(lián)后得到額定輸出電壓。

當(dāng)Ui過(guò)高時(shí)，進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償，能量由變壓器二次側(cè)流向變壓器一次側(cè)，經(jīng)過(guò)逆變器和 PWM整流器反饋到電網(wǎng)，PWM 整流器工作在逆變狀態(tài)。當(dāng) Ui過(guò)低時(shí)，進(jìn)行正補(bǔ)償，PWM整流器工作在整流狀態(tài)。

3 穩(wěn)壓電源電壓電流控制策略

單一的電壓閉環(huán)控制有瞬時(shí)值控制和有效值控制兩種控制策略。

瞬時(shí)值控制是將輸出電壓衰減后與基準(zhǔn)正弦波進(jìn)行瞬時(shí)值比較，產(chǎn)生的誤差信號(hào)經(jīng)電壓調(diào)節(jié)器（比如PI調(diào)節(jié)器）調(diào)節(jié)后與三角載波相比較得到SPWM控制信號(hào)。該反饋能及時(shí)、快速地校正輸出電壓波形，整個(gè)系統(tǒng)具有優(yōu)良的動(dòng)態(tài)輸出特性。但系統(tǒng)的穩(wěn)定性能差。由于其基準(zhǔn)值為時(shí)變的正弦波信號(hào)，在系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)，采用PI調(diào)節(jié)會(huì)產(chǎn)生相位誤差。

有效值控制比瞬時(shí)值控制多了有效值檢測(cè)和乘法器兩個(gè)環(huán)節(jié)。圖2是電壓有效值控制的反饋結(jié)構(gòu)圖。

圖2 電壓有效值反饋結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Feedback block of the RMS voltage

逆變輸出電壓經(jīng)電壓互感器降壓后整流濾波得到電壓有效值，其輸出電壓與給定值相比較，產(chǎn)生的誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后，與基準(zhǔn)正弦信號(hào)相乘得到正弦信號(hào)的給定，即調(diào)制信號(hào)，再與三角載波信號(hào)比較，產(chǎn)生SPWM信號(hào)。該方法的基準(zhǔn)電壓為恒定直流電壓信號(hào)，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器可以使得輸出電壓無(wú)穩(wěn)態(tài)誤差。但電壓有效值控制系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度緩慢，適應(yīng)負(fù)載能力差，非線性負(fù)載時(shí)，電流峰值很高，輸出電壓波形畸變。

逆變器輸出電壓要求幅值精確，并且考慮到一個(gè)控制器來(lái)控制雙 PWM，為減輕控制器負(fù)荷，降低控制軟件設(shè)計(jì)的難度，最終采用電壓?jiǎn)伍]環(huán)有效值反饋控制方式。

考慮到電流響應(yīng)速度設(shè)計(jì)了采用電流內(nèi)環(huán)反饋，用內(nèi)環(huán)電感電流反饋改善系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)、動(dòng)態(tài)性能，使得內(nèi)、外環(huán)的補(bǔ)償環(huán)節(jié)設(shè)計(jì)變得容易，并起到對(duì)負(fù)載限流的作用。

采用固定開(kāi)關(guān)頻率電流[7]控制中預(yù)測(cè)電流控制方法。圖3為預(yù)測(cè)電流控制[8]的原理圖。

圖3 預(yù)測(cè)電流控制原理圖Fig.3 Block of forecast current control

電壓調(diào)節(jié)器為PI調(diào)節(jié)器，其輸出I*作為交流側(cè)電流的幅值給定，乘以電網(wǎng)同步正弦信號(hào)后得到交流側(cè)電流 i*的給定值，與檢測(cè)到的實(shí)際電流 i比較后通過(guò)比例調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)（比例系數(shù)是Kp=L/Ts），取反后加上前饋的網(wǎng)壓 e，結(jié)果再與三角波比較就可以得到控制功率開(kāi)關(guān)管的PWM信號(hào)。

從以上的分析可以看出，由于引入了電流閉環(huán)控制，預(yù)測(cè)電流控制方法可以滿足電流快速響應(yīng)的要求，并且由于控制周期固定，器件的開(kāi)關(guān)頻率固定，不會(huì)使功率開(kāi)關(guān)管產(chǎn)生過(guò)大的應(yīng)力。

4 穩(wěn)壓電源仿真和實(shí)驗(yàn)

4.1 穩(wěn)壓電源仿真

利用SimPowersystems和Simulink庫(kù)中各種模塊和元件，按照穩(wěn)壓電源的主電路拓?fù)浜涂刂撇呗?，?duì)穩(wěn)壓電源進(jìn)行仿真[9-10]。

雙 PWM再加上補(bǔ)償變壓器和負(fù)載，就得到穩(wěn)壓電源主電路仿真模型。

控制模塊以雙 PWM模塊為基礎(chǔ)，添加電網(wǎng)電壓有效值檢測(cè)和比較模塊?！癈onstant 1”的值 220是穩(wěn)壓電源的額定輸出電壓值，由于補(bǔ)償變壓器 T的匝比是 7，即逆變器的輸出電壓給定是補(bǔ)償電壓的7倍，于是在電網(wǎng)電壓與電源額定值比較之后通過(guò)值為7的“Gain”單元。

通過(guò)改變輸入電壓，模擬出了輸入電壓變化時(shí)補(bǔ)償工況的變化，得到的穩(wěn)壓電源輸入電壓Ui、輸入電流I、直流側(cè)電壓Ud仿真波形如圖4所示。

圖4 穩(wěn)壓電源輸入電壓Ui、輸入電流I、直流側(cè)電壓Ud波形Fig.4 Waveforms of the input voltage Ui,the input current I, DC voltage Ud

0～0.5s的時(shí)間內(nèi)，輸入電壓通過(guò)IGBT的反并聯(lián)二極管整流對(duì)支撐電容充電，直流側(cè)電壓Ud逐漸上升，充電電流逐漸減小；在 0.5s時(shí)刻，PWM整流器和逆變器開(kāi)始運(yùn)行，此時(shí)有一個(gè)不到20A的電流沖擊；在 1s時(shí)刻，輸入電壓 Ui降得很低，此時(shí)直流側(cè)電壓Ud有少許的降落，但是仍然在允許范圍內(nèi)，在1～1.02s工頻周期內(nèi)，輸入電流I有畸變，經(jīng)過(guò)這一個(gè)周期的調(diào)整，輸出電流 I恢復(fù)對(duì)輸入電壓 Ui的補(bǔ)償，但變?yōu)檎a(bǔ)償，輸出電壓 Uo恢復(fù)到額定值。

觀察1s左右的波形，可以看出當(dāng)輸入電壓大于額定電壓時(shí)，Ui與 PWM整流器的輸入電流I是反相的，所以PWM整流器向電網(wǎng)回饋能量；當(dāng)輸入電壓小于額定電壓時(shí)，Ui與PWM整流器的輸入電流I同相，這時(shí)PWM整流器從電網(wǎng)吸收能量，傳送到逆變器。

圖5和圖6分別是輸出電壓Uo從0.5s開(kāi)始的25個(gè)工頻周期的傅里葉分析和從1.02s開(kāi)始的24個(gè)工頻周期的傅里葉分析。

輸出電壓Uo等于輸入電壓Ui與補(bǔ)償電壓ΔU之和，從圖5和圖6中突出顯示部分很容易看出負(fù)補(bǔ)償和正補(bǔ)償時(shí)輸出電壓分別為 221.1V和 218.8V，穩(wěn)定在額定值220（1±1%）V內(nèi)。

4.2 穩(wěn)壓電源實(shí)驗(yàn)

將 PWM整流器直流側(cè)與逆變器直流側(cè)相連，就可以進(jìn)行穩(wěn)壓電源的實(shí)驗(yàn)。以滑動(dòng)變阻器作為負(fù)載，以調(diào)壓器的輸出作為 PWM整流器的輸入，調(diào)壓器輸出范圍，可以滿足調(diào)試正負(fù)補(bǔ)償?shù)膶?shí)驗(yàn)要求。穩(wěn)壓電源的輸入電壓和逆變器輸出的補(bǔ)償電壓波形如圖7所示，左圖是正補(bǔ)償，右圖是負(fù)補(bǔ)償。

圖5 輸出電壓Uo從0.5s開(kāi)始的25個(gè)工頻周期的傅里葉分析Fig.5 FFT analysis of Uo from 0.5s to 1s

圖6 輸出電壓Uo從1.02s開(kāi)始的24個(gè)工頻周期的傅里葉分析Fig.6 FFT analysis of Uo from 1.02s to 1.5s

圖7 穩(wěn)壓電源的輸入電壓及其補(bǔ)償電壓Fig.7 The input voltage and the offset voltage of the power supply

由于示波器探頭的限制，無(wú)法完全顯示幅值超過(guò)400V的電壓，輸入電壓采取了1/2分壓的辦法來(lái)顯示。從圖中的數(shù)據(jù)可以計(jì)算出補(bǔ)償后的電壓分別是221.9V和218.4V，滿足輸出電壓指標(biāo)。

由仿真結(jié)果和實(shí)驗(yàn)調(diào)試結(jié)果可見(jiàn)，該設(shè)計(jì)基本滿足設(shè)計(jì)的技術(shù)指標(biāo)。

5 小結(jié)

為了滿足了各種不同應(yīng)用場(chǎng)合對(duì)交流穩(wěn)壓電源的需求，本文設(shè)計(jì)了一種補(bǔ)償型交流穩(wěn)壓電源，這是一種基于雙 PWM變換器的單相交流穩(wěn)壓電源。背靠背相連PWM整流器和逆變器是穩(wěn)壓電源的核心部分，前者為后者提供了穩(wěn)定的直流電壓，后者根據(jù)補(bǔ)償需求逆變輸出所需的補(bǔ)償電壓至補(bǔ)償變壓器，與電網(wǎng)電壓疊加后得到穩(wěn)定的220V電壓。

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