采用垂直多載波調(diào)制技術(shù)的并網(wǎng)逆變器

胡雪峰， 龔春英， 陳新

(1．南京航空航天大學(xué)江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，江蘇南京210016;2．安徽工業(yè)大學(xué)電力電子與運(yùn)動(dòng)控制省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，安徽馬鞍山243002)

0 引言

隨著開發(fā)和利用新能源的快速發(fā)展，全橋并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的研究得到了許多學(xué)者的重視，其中為了避免開關(guān)器件“直通”，需要在同一橋臂的兩個(gè)互補(bǔ)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號中設(shè)置一定的死區(qū)時(shí)間，而死區(qū)時(shí)間的設(shè)置會(huì)使逆變器輸出波形產(chǎn)生畸變，增加入網(wǎng)電流的諧波含量，降低直流電壓利用率，即“死區(qū)效應(yīng)”。為改善輸出電壓和電流波形，諸多學(xué)者采取了多種方法［1－6］，也收到了一定的效果，歸納起來主要有基于平均值等效理論的補(bǔ)償方案，即將電壓伏秒誤差在一個(gè)周期內(nèi)進(jìn)行平均，然后直接加到指令電壓上。另一類是基于脈沖補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ粗苯訉敵龅腜WM脈寬進(jìn)行修正。

本文首先詳細(xì)分析了全橋逆變器由開關(guān)延時(shí)造成“死區(qū)效應(yīng)”的產(chǎn)生機(jī)理，在此基礎(chǔ)上，提出一種基于垂直分層多載波調(diào)制技術(shù)的PWM調(diào)制策略，這種策略由三個(gè)相位相同，垂直移幅的載波構(gòu)成，根據(jù)橋臂電流的方向來判斷應(yīng)由哪一個(gè)載波和調(diào)制波相比較以產(chǎn)生對應(yīng)的開關(guān)信號，這樣只要用軟件調(diào)整垂直載波的距離就可設(shè)置橋臂上下開關(guān)的死區(qū)時(shí)間，以避免逆變橋臂的直通現(xiàn)象，同時(shí)又不產(chǎn)生橋臂輸出電壓偏差，即無“死區(qū)效應(yīng)”發(fā)生。這種方法原理清晰，思路明確，特別適合于用數(shù)字控制器實(shí)現(xiàn)。

1 并網(wǎng)逆變器產(chǎn)生死區(qū)效應(yīng)的機(jī)理分析

可再生能源并網(wǎng)發(fā)電逆變器系統(tǒng)如圖1所示，其中1為輸出電流i有效值給定，2為實(shí)際輸出電流有效值，3為電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)，4為PI控制器1，5為PI控制器2，6為三角載波信號發(fā)生器，7為垂直分層多載波SPWM調(diào)制及驅(qū)動(dòng)器。系統(tǒng)直流側(cè)電壓由可再生能源如光伏電池，燃料電池等提供，能量流具有單向性，逆變橋輸出通過T型濾波器和并網(wǎng)開關(guān)連接到電網(wǎng)上，其等效電路如圖2所示。

圖1 可再生能源并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)Fig．1 system of grid-inverter for renewable energy

圖2 網(wǎng)側(cè)單相T型濾波器等效電路Fig．2 single phase Equivalent circuit of T filter

由于電網(wǎng)容量可以看作無窮大，即網(wǎng)側(cè)電壓基本不變，且是不可控制量，因此并網(wǎng)逆變器輸出通常采用高頻脈寬調(diào)制下的電流控制，此方法必然會(huì)導(dǎo)致饋網(wǎng)電流中含有大量開關(guān)頻率及其整數(shù)倍附近的高次諧波［7－11］。圖2中的T型濾波器可以對此高次諧波進(jìn)行極大的衰減，但是，為防止橋臂直通而設(shè)置的開關(guān)管延時(shí)產(chǎn)生的“死區(qū)效應(yīng)”使橋臂電壓不再是標(biāo)準(zhǔn)的SPWM波，進(jìn)而足以使饋網(wǎng)電流波形發(fā)生畸變，因此研究如何消除或降低“死區(qū)效應(yīng)”，以減少并網(wǎng)逆變器進(jìn)網(wǎng)電流中的低次諧波含量極為重要。

為了方便于定量分析由“死區(qū)效應(yīng)”引起的橋臂輸出電壓偏差，首先做如下假設(shè):①各開關(guān)的開通壓降為零，關(guān)斷電流為零;②各開關(guān)管能瞬時(shí)開通和關(guān)斷;③忽略輸出電流的紋波。圖3(a)為并網(wǎng)逆變器一相橋臂的輸出等效電路。由于一般功率管(MOSFET或IGBT)的開通時(shí)間要快于關(guān)斷時(shí)間，所以為了確保兩只管子不會(huì)同時(shí)導(dǎo)通，通常在開關(guān)管開通前加入足夠的死區(qū)時(shí)間td，其間兩只管子都處于關(guān)斷狀態(tài)，此時(shí)橋臂輸出似乎處于懸浮狀態(tài)，然而由于濾波電感的存在，輸出電流將會(huì)通過相應(yīng)的二極管續(xù)流，所以死區(qū)對并網(wǎng)逆變電源橋臂輸出電壓的影響取決于橋臂電流的實(shí)際方向。如果規(guī)定流出橋臂的電流方向?yàn)檎?，反之為?fù)，由圖3可以看出每個(gè)工頻周期內(nèi)由延時(shí)開通時(shí)間引起的橋臂偏差電壓脈沖數(shù)N與開關(guān)頻率有關(guān)，可表示為

fc為載波頻率，f為并網(wǎng)逆變器輸出電流頻率。

在每半個(gè)周期由死區(qū)引起的等效偏差電壓ΔVAO可表示為

其中:Td為通常的開關(guān)延時(shí)時(shí)間;T為電網(wǎng)電壓周期;Tc為載波周期;Tc為載波周期;fs為開關(guān)頻率。

圖3 橋臂輸出電壓和驅(qū)動(dòng)信號之間的關(guān)系Fig．3 Relation between output voltage and gate sign

顯然，開關(guān)延時(shí)直接造成了并網(wǎng)逆變器橋臂輸出電壓低次諧波含量的增加，從而引起饋網(wǎng)電流低次諧波含量的升高。針對這一問題，文獻(xiàn)［1－2］采取橋臂輸出電壓偏差直接補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ〉昧艘欢ǖ男Ч?，文獻(xiàn)［3－4］直接利用橋臂電壓偏差伏秒平衡的原理進(jìn)行了相應(yīng)控制量的補(bǔ)償，也有效改善了由開關(guān)“死區(qū)效應(yīng)”帶來的不利影響。本文提出一基于多載波垂直分層的新型PWM調(diào)制策略，這種調(diào)制策略既能靈活設(shè)置開關(guān)延時(shí)時(shí)間，又不產(chǎn)生橋臂輸出電壓偏差，從而避免PWM調(diào)制過程中引起進(jìn)網(wǎng)電流低次諧波含量的增加，即具有設(shè)置開關(guān)延時(shí)和避免“死區(qū)效應(yīng)”的雙重功能。

2 垂直分層多載波SPWM調(diào)制策略原理分析

如果采用雙極性調(diào)制，結(jié)合圖3可以看出當(dāng)橋臂輸出電流為正時(shí)，只有T1，T3管的開通延時(shí)將產(chǎn)生負(fù)輸出電壓偏差;當(dāng)橋臂輸出電流為負(fù)時(shí)，T2，T4管的開通延時(shí)將產(chǎn)生正輸出電壓偏差，其余情況無偏差電壓產(chǎn)生，即理論上不會(huì)產(chǎn)生“死區(qū)效應(yīng)”。本文考慮若把載波信號C分別向上，向下垂直移動(dòng)一定的距離Δh，得到C+和C－信號，則可同時(shí)把C，C+和C－信號作為載波，即垂直分層多載波。只要在不同的條件下選擇相應(yīng)的載波信號和調(diào)制波交接得到開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號即可，如圖4(a)，(b)所示。假設(shè)三角載波的頂角為θ，Δh是兩個(gè)三角載波的垂直位移。則T1或T2管提前關(guān)斷和延時(shí)開通的時(shí)間，即為設(shè)置的開關(guān)死區(qū)時(shí)間td，由下列兩式?jīng)Q定td。即

圖4 多載波PWM策略原理示意圖Fig．4 proposed composite PWM strategy

2.1 垂直分層多載波SPWM的調(diào)制模型分析

圖1中開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號uTi為二值邏輯函數(shù)［6］，假設(shè):

式中:ωc為載波頻率;φc為載波初相角;Jn()為 n階貝塞爾函數(shù)，即

這與理想雙極性調(diào)制時(shí)的表達(dá)式是一致的，即使用垂直分層多載波PWM調(diào)制策略產(chǎn)生的橋臂輸出電壓同樣是標(biāo)準(zhǔn)的SPWM波形。

3 垂直分層多載波PWM策略在并網(wǎng)逆變器中應(yīng)用的仿真分析

為了驗(yàn)證理論分析的正確性和有效性，本文首先對各種情況進(jìn)行了對比仿真研究，仿真參數(shù)如下:直流輸入電壓Vdc=400 V，額定功率為1 kW，網(wǎng)側(cè)相電壓有效值Vac=220 V，開關(guān)頻率fs=10 kHz，開關(guān)管的開通延時(shí)時(shí)間 td=3 μs，L1=3 mH，L2=1 mH，C=2.2 μF，仿真結(jié)果如圖(5)，(6)，(7)所示。紅色曲線為電壓，為了能清晰地看出并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓的相位關(guān)系，仿真中的網(wǎng)壓統(tǒng)一歸一化到10 V。藍(lán)色曲線為實(shí)際饋網(wǎng)電流。從仿真波形中看出，帶開關(guān)延時(shí)的常規(guī)PWM調(diào)制時(shí)饋網(wǎng)電流波形諧波含量較大，達(dá)到4.67%;所提垂直分層多載波PWM調(diào)制策略和無開關(guān)延時(shí)下電流波形基本一致，其諧波含量比較低，只有0.68%，與理論分析相吻合。

圖5 不同PWM策略下饋網(wǎng)電流仿真波形Fig．5 Simulation waveform of grid current with different PWM method

4 試驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)上述仿真參數(shù)，制作了一臺(tái)1KW的試驗(yàn)樣機(jī)，通過自藕變壓器與電網(wǎng)連接，對上述理論分析進(jìn)行了試驗(yàn)研究，試驗(yàn)結(jié)果如圖(8)，圖(9)所示。圖8為td=3 μs時(shí)，電網(wǎng)電壓(實(shí)際電網(wǎng)電壓存在一定的畸變)與并網(wǎng)電流的穩(wěn)態(tài)波形，用諧波分析儀實(shí)測電流的THD為9.7%，PF為0.981。圖9為本文所提基于垂直分層多載波調(diào)制策略下電網(wǎng)電壓(實(shí)際電網(wǎng)電壓存在一定的畸變)與并網(wǎng)電流的穩(wěn)態(tài)波形，用諧波分析儀實(shí)測電流的THD為2.8%，PF為0.992。從試驗(yàn)結(jié)果可以看出，采用垂直多載波PWM調(diào)制策略能有效地把設(shè)置開關(guān)死區(qū)時(shí)間和避免“死區(qū)效應(yīng)”同時(shí)進(jìn)行，把該方法應(yīng)用在并網(wǎng)逆變器中能明顯抑制饋網(wǎng)電流中的諧波含量，提高并網(wǎng)逆變器饋網(wǎng)電流的波形質(zhì)量。

圖8 常規(guī)PWM下(td=3 μs)饋網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形Fig．8 Experimental waveform when td=3 μs under conventional PWM

圖9 本文PWM策略下饋網(wǎng)電流試驗(yàn)波形Fig．9 Experimental waveform under proposed PWM strategy

5 結(jié)語

針對單相并網(wǎng)逆變器，從PWM調(diào)制策略上，提出了一種新型無“死區(qū)效應(yīng)”的垂直分層載波PWM調(diào)制技術(shù)，這種調(diào)制策略一方面能設(shè)置開關(guān)延時(shí)，另一方面又避免了“死區(qū)效應(yīng)”的產(chǎn)生。仿真和試驗(yàn)結(jié)果都證明了垂直分層多載波調(diào)制策略的有效性，能明顯降低并網(wǎng)電流的諧波含量，在實(shí)際應(yīng)用中具有一定的價(jià)值。

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