視覺假體中基于E類功率放大電路的無線能量與數據傳輸

【作 者】劉博，吳開杰，吳小貝，柴新禹

上海交通大學生物醫(yī)學工程，上海市，200240

近年來，科學家正在研究、探索用視覺假體替代視網膜功能，進行視覺修復的有效手段。視覺假體是一種可取代視網膜功能，將光信息進行人工處理、編碼，通過植入的電子微刺激器對視覺神經系統(tǒng)作用，使盲人恢復視力的人造器官[1,2]。視覺假體主要包括體外圖像信息收集和處理部分，體內刺激器和微電極部分[3]。體內外的無線能量和數據傳輸是視覺假體中的關鍵技術之一。它為植入體內裝置提供穩(wěn)定的電源和實時的數據通訊，避免因有線傳輸帶來的病人不適和感染風險，同時又滿足這類醫(yī)療設備全植入式的要求。

無線能量與數據的傳輸解決方案之一，是通過兩對耦合線圈分別傳輸能量和數據[4]，用低頻的載波傳輸能量，容易獲得較高的能量傳輸效率；用高頻的載波傳輸數據，可以獲得較高的數據碼率。采用這種設計方案，能量傳輸線圈和數據傳輸線圈需要同軸放置，以利于手術植入，但是能量和數據傳輸會相互干擾，從而增加了電路設計的復雜度。本文采用了通過一對耦合線圈同時傳輸能量和數據的方法。數字信號通過深度為25%的幅移鍵控調制(Amplitude Shift Keying, ASK)后，再通過耦合線圈傳輸至體內。調制深度為25%，這樣可以保證能量的持續(xù)供應。因為低頻的載波下容易獲得較高的能量傳輸效率，而高頻的載波可以獲得較高的數據碼率，所以載波頻率要在兩者之間折中選取。本文采用了10 MHz的載波頻率。

在無線傳輸中，發(fā)射線圈的驅動電路是體外裝置的關鍵部分。本文采用E類功率放大器（Class-E）驅動發(fā)射線圈、傳輸能量，因為E類功率放大器有能量轉換效率高（理想狀態(tài)下為100%）、結構簡單等優(yōu)點[5]。此外，在E類功率放大電路中加入簡單的調制電路，可以實現上述的ASK調制。

1 總體設計

無線能量與數據傳輸系統(tǒng)總體框圖如圖1所示。在體外發(fā)射端，信號處理系統(tǒng)將處理和編碼后的數字信號傳送至調制電路，經過調制后的信號再通過E類功率放大器驅動體外線圈發(fā)射。本文采用調制深度為25%的ASK，如圖2所示。在這種情況下，無論數據是0還是1，接收線圈都能產生一定幅度的耦合電壓，保證了能量的持續(xù)供應。這樣能量與數據就可以通過一對線圈進行傳輸。

在體內接收端，耦合至體內的電壓經過整流濾波電路恢復能量，作為體內裝置的能源；另一路通過ASK解調電路恢復原來的數據，控制刺激器輸出刺激電流，作用神經組織。

圖2 ASK調制Fig.2 ASK modulation

2 體外發(fā)射電路

體外發(fā)射電路由E類功率放大器和ASK調制電路組成。E類功率放大器的作用是驅動體外線圈傳輸能量，調制電路的作用是將數據調制成深度為25%的ASK信號。

2.1 E類功率放大器

E類功率放大器[5,6]由MOS管M和負載網絡等組成，如圖3所示。該圖中L0為高頻扼流線圈，理想狀態(tài)下只允許恒定的直流電流流過，C0為MOS管輸入電容和外接電容之和，L1C1為諧振回路（L1為體外線圈的電感），Rload為等效負載。在激勵信號的作用下，MOS管呈現開關工作狀態(tài)。E類放大器要保持高效工作，負載網絡的瞬變響應必須滿足下列條件：

圖3 E類功率放大器Fig.3 Class-E Power Ampli fi er

1） MOS管D極和S極兩端的電壓VC0必須延遲到MOS管斷開后才開始上升；

2） MOS管導通時，VC0及其對時間的導數必須都為零(假定MOS管的飽和壓降為0)，即ZVS(zero-voltage switching)和ZDS(zero-derivative switching)條件。

在激勵信號是占空比為50%的方波時，E類功率放大器的參數設計方法如下：

在內外線圈耦合的情況下，電路的負載為Rload，則：

其中，L1，L2為體外、體內線圈的電感，Rin為體內裝置的等效阻抗。通過實驗可以測得L1，L2的互感M，從而可以得到耦合系數k：

電路的品質因數Q：

其中，f為激勵信號的頻率。一般在工程設計中，取Q=5～20。如果Q值不滿足上述條件，則需調整發(fā)射線圈。C0，C1的值可通過以下公式得到：

2.2 ASK調制電路

數字調制就是將數字信號變成適合于信道傳輸的波形[7]。所用載波一般是正弦或余弦信號，調制信號為數字基帶信號。ASK調制（幅移鍵控）就是把頻率、相位作為常量，而把振幅作為變量，信息比特是通過載波的幅度來傳遞的。這相當于將原基帶信號頻譜搬到了載波的兩側。如圖2所示，輸入數據的高低電平控制發(fā)射信號的幅度，高電平對應的正弦波形幅度比低電平低25%，即調制深度為25%。

為了實現上述ASK波形，可以通過控制E類功率放大器的直流供電電壓變化實現，因為E類功率放大器的輸出電壓與其供電電壓成正比[8]。圖4是ASK調制電路原理圖，M1、M2為NMOS管，Q1為三極管，L1為發(fā)射線圈的自感，Rload為體內裝置在傳輸時在體外電路耦合產生的等效負載。采用頻率為10 MHz、占空比為50%的方波信號控制E類功率放大器的M1開關，以產生10 MHz的載波頻率。數據輸入的高低電平控制M2導通狀態(tài)，從而控制Q1發(fā)射極電位的高低變化。例如，當數據輸入為1時，Q1的發(fā)射極電位是6V，當數據輸入為0時，Q1的發(fā)射極電位是8V，從而實現深度為25%的ASK調制。R1和R2的比值決定了調制深度，改變R1和R2的阻值可以改變數據的傳輸碼率，阻值越小，可達到的數據傳輸碼率越大。

圖4 ASK調制電路Fig.4 ASK modulation circuit

3 體內接收電路

體內接收裝置包括能量恢復和數據恢復兩個部分。能量恢復部分通過整流濾波電路，將體內線圈的感應電動勢轉化為穩(wěn)定的直流供電，為整個體內裝置提供能量。數據恢復部分即ASK解調電路，將調制后的ASK波形恢復成原來的數字信號。

3.1 能量恢復電路

能量恢復電路采用橋式整流和電容濾波電路，如圖5所示。其中，L2是體內線圈的電感，C2為諧振電容，C3為濾波電路電容，D5為穩(wěn)壓二極管，Rdc為體內裝置的等效直流阻抗（在該電路中，與其等效交流阻抗近似相等）。根據計算可得，L2、C2和Rdc滿足公式(6)時，體內線圈接收到的能量為最大[9]：

在實際應用過程中，C2選用可變電容。斷開穩(wěn)壓二極管D5，調節(jié)C2，直到接收線圈產生到最大的電壓，這時電路達到諧振狀態(tài)，接收線圈能夠接收到最大的功率。

圖5 整流濾波電路Fig.5 Recti fi er and fi lter circuit

3.2 ASK解調電路

ASK信號的解調分為以下幾個步驟：先對高頻信號進行包絡檢波，把信號從頻帶中搬回到基帶；經過包絡檢波后，信號一般還會有高頻成分，所以還需把載波徹底濾除，使信號曲線變得“光滑”；最后對信號整形，恢復得到較理想的數字信號。

圖6為ASK解調電路原理圖：D6、C4和R3組成二極管包絡檢波器，得到ASK信號的包絡；R4和C5構成一個RC低通濾波器，其截止頻率小于10 MHz，目的是濾除包絡中含有的高頻成分；濾波后的包絡經過C6去除直流成分，最后用施密特觸發(fā)器對其整形，恢復到較理想的數字信號。

圖6 ASK解調電路Fig.6 ASK demodulation circuit

4 實驗結果

4.1 能量傳輸

根據上述電路的原理，設計基于E類功率放大器的能量傳輸電路。體內外線圈繞成平面螺線型。因為在線圈外徑和匝數相同的情況下，平面螺線型線圈的耦合系數更高，而且該線圈對位置相對不敏感，可以產生更穩(wěn)定的感應電壓[10]。發(fā)射線圈線徑為0.42 mm，外徑3.2 cm，匝數6匝；接收線圈線徑為0.38 mm，外徑2.2 cm，匝數10匝。接收端負載Rdc為1.98 kΩ，兩線圈距離為7 mm左右。計算得到兩線圈耦合系數為0.13，所以Rdc在發(fā)射端耦合產生的等效電阻Rload=26Ω。經計算和調試后可得E類功率放大器及整流電路具體參數，如表1所示。

表 1 E類功率放大器和整流電路參數Tab.1 Class-E power ampli fi er and recti fi er circuit speci fi cation

在不加穩(wěn)壓二極管D5的情況下，接收端負載測量到16V的電壓，故接收到功率為130 mW。測得E類功率放大器電源電壓為8V，輸出電流為47mA。所以，能量的傳輸效率η= Pin/Pout= 130/(47х8)= 34.4%。在實際應用中，通過調整Vdd改變發(fā)射功率，從而改變體內接收功率的大小。

4.2 數據傳輸

在上述能量傳輸系統(tǒng)的基礎上加入數據的ASK調制電路，實現數據的調制。當電路的電源為10 V時，不加穩(wěn)壓二極管D5，在1.98 kΩ等效電阻兩端測到電壓為17.75 V，接收端得到的功率為160 mW。

傳輸的數據為不歸零碼NRZ(Non-return to zero encoding)，數據傳輸結果如圖7所示，ASK調制電路將輸入數字信號調制成深度為25%的ASK信號。圖8為接收信號波形與解調數據波形，接收端得到正確的解調輸出，同時信號的最短碼元寬度為0.5μs，故NRZ數據的傳輸碼率可達2M bps。

圖7 ASK調制波形Fig.7 Measured ASK modulation waveforms

圖8 接收的ASK波形與解調數據Fig.8 Measured ASK waveforms and demodulation data

通過該無線傳輸裝置連接16通道微刺激器，測試裝置的工作性能。微刺激器得到正確的輸出電流，如圖9所示。該結果表明該無線傳輸裝置能夠為微刺激器保證足夠的能量供應和數據碼率。

圖9 刺激器輸出波形Fig.9 Output waveforms of micro-stimulator

5 總結與討論

本文介紹了一種用于視覺假體的無線傳輸裝置，實現了能量與數據的同時傳輸。傳輸的功率可根據具體需要進行調整，當發(fā)射端供電電壓為10 V時，接收端得到160 mW的能量，NRZ數據傳輸碼率可達2M bps。能量和數據通過一對耦合線圈傳輸，減小了裝置的體積，提高了可植入性。該裝置在能量和數據傳輸率上能夠滿足目前階段視覺假體中16通道微刺激器的要求。

由于采用的載波頻率較高，為10 MHz，所以能量的傳輸效率相對較低。因為耦合線圈在高頻下的趨膚效應和鄰近效應更加明顯，使線圈的等效阻抗增加，從而增加了能量損耗。此外，在高頻下，E類功率放大電路中MOS管的導通和關斷延遲使E類功率放大電路沒有工作在最理想狀態(tài)，也增加了電路的能量損耗。

未來的工作需進一步改進發(fā)射電路，加入閉環(huán)控制模塊以控制E類功率放大器的工作狀態(tài)[11]，提高能量傳輸效率；同時優(yōu)化線圈設計，采用勵磁線降低線圈的趨膚效應和鄰近效應，以減小線圈的等效阻抗[12]。在數據傳輸方面，不歸零碼的傳輸率可達到2M bps，隨著微刺激器通道數增加，則需要改進數據傳輸電路，滿足更高數據傳輸碼率的要求。

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